PFC導通モードを選択するための4ステップガイド: CrM / DCM vs. CCM
はじめに
力率補正 (PFC) 昇圧型コンバータは、IEC 61000-3-2などの高調波電流規制を満たすための産業標準トポロジーです。この回路は、現代のAC/DC電源において不可欠であり、入力電圧 (VIN) 正弦波形に従うように入力電流(IIN)を整形し、1に近い力率を達成します。
PFC設計を成功させる鍵は、その動作モードにあります。連続導通モード (CCM)、不連続導通モード (DCM)、臨界導通モード (CrM) という3つの基本モードが存在しますが、根本的な設計上の選択は、CCM向けに構築されたシステムとCrM向けに最適化されたシステムのどちらを選択するかという点にあります。CrM用に設計されたコントローラは、負荷が軽い場合には自然とDCMで動作するため、CrMとDCMは多くの場合、単一の設計経路 (CrM / DCM) としてまとめて解析されます。
CCMとCrM / DCMのどちらを選択するかは、コンバータの効率、物理的なサイズ、コスト、およびEMI性能に直接影響を与える根本的なトレードオフになります。図1は、代表的なPFC昇圧コンバータの回路図を示しています。
図1: 代表的なPFC昇圧型コンバータの回路図
ステップ1: 主要な設計上の制約を特定する
技術仕様を分析する前に、主要な設計上の制約を明確に定義する必要があります。なぜなら、これが残りの意思決定プロセスに影響を与えるからです。一般的な設計上の制約には以下が含まれます：
- 最大電力密度: 電源装置はできるだけ小型でコンパクトにします。
- 最小の費用: 部品表 (BOM) の削減は、最も重要な設計要素です。
- 最大限の効率: 特定の効率評価 (例：80 PLUS Titanium) を目標とし、わずかなパーセントポイントの差も重要です。
- EMI性能: 本製品は、厳しいEMI規制をクリアすることが大きな課題となる、繊細な環境 (医療、航空電子機器、高忠実度オーディオなど) 向けに設計されています。
主要な設計上の制約が特定されたら、次のステップは主要なトレードオフを分析することです。
ステップ2: 選択した出力範囲における主要なトレードオフを分析する
理想的な導通モードはアプリケーションの電力幅に大きく依存しますが、各モードにおけるインダクタ電流 (IL) の挙動を最初に理解することが重要です。これは他のすべての性能特性を決定するからです。
図2は、ライン半周期のピーク付近 (平均インダクタ電流 (IL_AVG) が最大となる箇所) における、PFC昇圧モード (CCMおよびCrM) のIL波形間の根本的な違いを、数回のスイッチングサイクルにわたって示しています。
図2: PFC昇圧モード
CCMおよびCrMにおけるILの挙動を以下で説明します:
- CCM: ILは常に0Aより大きく、大きな平均インダクタ電流 (IL_AVG) に比較的小さな三角波リップル電流が重ね合されています。
- CrM: ILは三角形の列であり、各サイクルは0Aから始まります。電流はピークまで上昇し、その後0Aまで下降し、その時点で次のサイクルが直ちに開始されます。
部品のストレスとサイズを選択するには、ピークスイッチング電流 (ISW_PK)、必要なインダクタンス(LPFC)、および主要な電力損失を計算する必要があります。これらの計算は通常、低ラインAC入力電圧のピーク (例：85VAC) で評価されます。これは、RMSインダクタ電流 (IL_RMS) とピークインダクタ電流 (IL_PEAK) の最悪のシナリオを表します。
ピークスイッチング電流
ISW_PKは、MOSFETとダイオードに必要な電流定格を決定します。比較の基準値は、正弦波ピーク時の平均入力電流 (IIN_PK_AVG) です。
CCMピークスイッチング電流 (ISW_PK_CCM) は式(1) で計算できます：
ここで、IIN_AVGは平均入力電流、KRはリップル率 (通常0.2～0.4) です。
CCMピークスイッチング電流(ISW_PK_CRM)は式(2) で計算できます：
CrMのスイッチとダイオードを流れるピーク電流は、同じ入力電力 (PIN) の場合、CCM のピーク電流の約2倍です。これは伝導損失 (I2R) に直接影響します。
必要なインダクタンス
LPFCは、主要な磁気部品のサイズを決定します。必要なCCMインダクタンス (LPFC_CCM) は、式(3) で計算できます：
ここで、DPKはピーク入力電圧 (VIN_PK) におけるデューティサイクルであり、fSWはスイッチング周波数です。
必要なCrMインダクタンス (LPFC_CRM) は式(4) で計算できます：
必要なブーストインダクタンスは、目標リップル電流とfSW戦略に大きく依存します。多くの実用的なPFC設計では、CCMは電流リップルを制限するために高いインダクタンスを使用する一方、CrMはピーク電流と実効電流が高くなるという代償を伴いますが、より低いインダクタンスを使用できます。
主な電力損失
効率性を確保するには、導通損失とスイッチング損失のトレードオフが必要になります。表1は、CCMとCrM / DCMにおける主な電力損失を示しています。
表1: CCMとCrM / DCMにおける主な電力損失
| 損失の種類 | 強制連続導通モード (CCM) | 臨界導通モード (CrM / DCM) |
|---|---|---|
| 伝導損失 | CCMにおけるRMS電流 (IRMS_CCM2) に比例しますが、準直流電流のため低くなります。 | CrM単位のRMS電流 (IRMS_CRM2) に比例し、電流の波形が三角形であるため、その値は高くなります。 |
| ターンオン時のスイッチング損失 (PSW_ON) | PSW_ON ≈ VDS x IRR x fSWとなり、これは非常に高い値です。ここで、VDS はMOSFETのドレイン-ソース間電圧です。高いPSW_ON はダイオードの逆回復電流 (IRR) によって引き起こされ、損失とEMIの主な原因です。 | PSW_ON ≈ 0W であるため、無視できます。電源投入時の電流が0Aであるため、ゼロ電圧スイッチング (ZVS) またはゼロ電流スイッチング (ZCS) を実現します。 |
表1に基づくと、CCMは導通損失を低減しますが、スイッチング損失が大きいという欠点があります。一方CrMは最悪のスイッチング損失を排除しますが、導通損失が大きいという欠点があります。この理解は、さまざまな出力幅に適用できます。
200W以下の低電力アプリケーションでは、CrM / DCMが推奨されます。CCMにおける高い (IRRからの) スイッチング損失は電力損失の主な要因であり、CrMではそれが解消されます。これにより、全体的な効率が向上します。400Wを超える高出力アプリケーションでは、CCMが推奨されます。総電流は、CrMにおける IRMS2ペナルティによる大規模な伝導損失をもたらすのに十分な大きさです。これらのIRMS2 × RDS(ON)による損失は、スイッチング損失が小さいという利点をはるかに上回るため、CCMの方が全体として効率が高くなります。
ステップ3: 設計決定マップを用いた検証
視覚的な決定マップは、出力電力 (POUT) を一般的なスイッチング周波数に対してプロットすることにより、検証に使用できます（図3参照）。
図3: PFCモード設計決定マップ (CrM / DCM vs. CCM)
各モードにおける理想的な動作領域を以下に説明します:
- CrM / DCMが推奨される (図3の緑色の領域): ステップ2で主要なトレードオフを分析した際に明らかになったように、この領域は軽負荷時の効率が優れており、コストも低いため、CrMにとって理想的な領域です。
- CCM推奨 (図3の赤色の領域): CCMは導通損失が低く、インダクタのサイズも小さいため、高出力・高密度設計に最適です。さらに、CCMはインダクタ電流リップルが低く、連続入力電流が高いため、伝導性EMIおよびEMIフィルタの設計において利点をもたらします。
- 遷移領域 (図3の黄色の領域): CrM / DCMとCCMのどちらを選択するかは、ステップ1で特定された主要な設計上の制約によって決まります。
ステップ4: コントローラを選択して、代替案を探る
ステップ3に基づいてCrM / DCMコントローラを選択した場合、設計は通常、低コスト、優れた軽負荷効率、および逆回復関連のスイッチングストレスの低減といった利点が得られます。
ステップ3に基づいてCCMコントローラを選択した場合、高速回復ダイオードまたはSiC昇圧ダイオードを使用することで、逆回復に関連する損失を大幅に低減し、熱設計を容易にすることができます。
CrM / DCMコントローラとCCMコントローラを選択する際、インタリーブ方式力率改善 (PFC) アーキテクチャは、より高い性能、低いスイッチング損失、およびEMIの利点を実現する代替設計を提供します。インタリーブ方式PFCアーキテクチャは、入力電流リップルと入力コンデンサおよび出力コンデンサの両方における実効電流を大幅に低減できます。これにより熱ストレスが改善され、フィルタリング要件を低減できると同時に、遷移モードに伴うスイッチング損失の利点の多くを維持できます。
最終設計チェックリスト
PFC導通モードを選択するための4ステップガイドに従うことで、設計仕様に応じて適切なトポロジーを選択できます。以下に、留意すべき基本的なルールをまとめた最終チェックリストを示します：
- 出力が200W未満の場合は、CrM / DCMを選択する。
- 電力が400Wを超える場合は、CCM (SiCダイオード付き) を選択する。
- 電力が200Wから400Wの間である場合は、ステップ1で定義された主要な設計制約に基づいてPFC導通モードを選択する。
- 費用またはEMI: CrM / DCM
- サイズ: CCM
- パフォーマンス: インタリーブCrM
最終設計
CrM / DCM PFC段の設計は、昇圧インダクタンスと主要スイッチング部品にかかるピークストレスの計算に基づいています。表2に設計結果を示します。
表2: 設計結果
| パラメータ | 値 | 単位 |
|---|---|---|
| 入力電圧 | 90～265 | VAC |
| 出力電圧 | 400 | V |
| 出力電力 | 240 | W |
| 昇圧インダクタンス | 170 | µH |
| 最大ピーク電流 | 8.11 | A |
| スイッチング周波数幅 | 63～250 | kHz |
MP44018Aは、ZCDピンを介してCrMおよびDCMで動作するマルチモードコントローラとして、力率補正 (PFC) 段に採用されています (図4参照)。最小限の外部部品で高性能なアクティブPFCを実現するように設計されています。このPFCコントローラは、非常に低い供給電流により待機電力損失を低減し、無負荷時の消費電力は30mW未満を実現しています。軽負荷時の効率は、デッドタイム延長技術によって向上し、このような条件下でのスイッチング周波数を低減します。さらに、MP44018Aは、DCM動作時に可変オン時間制御戦略を採用することで、従来のコンスタントオンタイム (COT) 制御と比較して低い全高調波歪み (THD) を実現しています。
図4: MP44018Aを使用したCrM / DCM PFC昇圧
図5は、昇圧PFC性能のコンプライアンス指向の観点から、VIN = 230VAC、POUT = 240W での測定された入力電流高調波スペクトルを示しています。赤い棒グラフは、MP44018Aを用いたPFCソリューションの実装によって達成された高調波成分を表しています。青色の棒グラフは、対象機器クラスに適用されるIEC 61000-3-2高調波電流制限値を示しています。
図5: 高調波特性の結果をIEC 1000-3-2クラスCと比較
結論
最新のAC/DC電源装置において、高効率と高調波電流規制への準拠を確保するためには、アクティブ力率改善 (PFC) フロントエンドの実装が不可欠な要件となっています。本稿では、適切な導通モードを選択することがPFC (力率改善) 回路の構築において基礎となるものであり、コンバータの効率、物理的サイズ、コスト、およびEMI (電磁障害) 性能に直接影響を与えることを示しました。
PFC伝導モードを選択するための4ステップガイドは、主要な設計上の制約から始まり、情報に基づいたトポロジーの選択に至るまで、これらのトレードオフに対処するための明確な方法論を提供します。導通モードの選択に対する戦略的なアプローチは、最大電力密度、最小コスト、または最大効率など、特定のアプリケーション目標を満たすように最終設計を最適化するのに役立ちます。CrM / DCM パスに従う設計の場合、MP44018Aのようなマルチモードコントローラは、少ない外部部品数で高い軽負荷効率と高調波性能を実現するための効果的なソリューションを提供できます。
安定したDCバスを備えたPFCフロントエンドは、高効率な二次段にとって理想的な基盤になります。このPFCフロントエンドを共振型LLCコンバータと組み合わせることは、特に効果的な戦略であり、民生用アダプタから産業用電源に至るまで、幅広い市場向けに高性能かつ高密度の電源ソリューションを実現します。その他のソリューションのオプションについては、MPSの機能集積した高信頼性PFCコントローラの一覧をご覧ください。
_______________________
興味のある内容でしたか?お役に立つ情報をメールでお届けします。今すぐ登録を!
アカウントにログイン
新しいアカウントを作成