ロング出力ラインを使用する場合のEMI実施の制御 (第2部)
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はじめに
本稿は、3部構成のシリーズの第2部で、ロングライン負荷の下での過剰なEMIを分析し、改善する方法を探ります。第1部では、コモンモードEMIモデルを検討し、電界結合と磁界結合の影響を検討しました。第2部では、一連の式を使用して、出力のグランドに対するロングラインインピーダンスに対する伝送ラインの影響について説明します。第3部では、共振ピークを分析し予測するための3つのEMIノイズ削減方法を検討します。
出力のグランドへのロングラインのインピーダンス
出力線が長いという理由による、高周波導通時の伝送線の影響を考慮します。このパラメータはパワーエレクトロニクス エンジニアには通常は適切でないことにご注意ください。
回路の波長が調査対象の周波数に対応している場合は、関連するすべてのパラメータに注意してください。これらのパラメータには、電圧、電流、インピーダンスのほか、集中型パラメータと分散型パラメータ間の変更を含めることができます。
図1は、システムのインダクタンス、抵抗、静電容量、および伝導性を示しています。これらは、伝送線路セグメントごとに調べることができます。
図1 : 伝送線モデル
伝送線の電流と電圧の分布は、それぞれ式 (1) で計算できます。
ここで、Z0は伝送線路の特性インピーダンス、γは伝送定数です。伝送線 (図1のRとG) の損失が無視できる場合、Z0は式 (2) で推定できます。
γ は、式 (３) で計算できます。
図2は、出力ラインが幾何学的形状をしていることを示しています。これは、電磁界理論を使用してパラメータを取得できることを意味します。
図2 : グランドへの出力ラインの形状モデル
損失を無視すると、容量は式 (4) で見積もることができます。
ここで、dはラインとリファレンスグランドの間の距離、rはラインの半径、εは媒体の誘電率です。システムのインダクタンスは、式 (5) で計算できます。
ここで、µは媒体の透磁率です。CMノイズの場合、2つの出力ラインは同じ導体と見なすことができます。
出力ラインの端とリファレンスグランドの間に接続がないため、このシステムはおおよその開回路 (端電流が0Aである) と見なすことができます。したがって、式 (2) から式 (5) を式 (1) に代入して、最終的な出力ラインの電流と電圧の式が得られます。特定の長さ (l) の出力ラインの場合、最終的な出力ラインのインピーダンス (ZOC) は、式 (6) を使用して推定できます。
ここで、ωは角周波数 (2πf)、λは波長 (1 / (f x (√LC))です。
式 (6) の三角関数の性質に応じて、lが1/4波長の奇数倍 (たとえば、1 /4λまたは3 /4λ) の場合、インピーダンスは直列共振を受け、EMI伝搬経路のインピーダンスが大幅に減少します。これにより、EMIピークが減少します。伝送線路の長さが2mの場合、実際の状況に応じて、1/4λ と 3/4λ に対応する周波数はそれぞれ31.6MHzと95.1MHzになります。これにより、第1部の図3の2つのEMIピークが取り消されます。
この理論は、測定によって簡単に検証できます。図3は、さまざまな長さの伝送線のグランドインピーダンス測定値を示しています。2mの出力ラインの場合、インピーダンス振動ピークの位置は以前の計算結果と一致しています。これは、EMI測定結果の共振ピークも説明しています。つけ加えると、出力ラインが短いほど、共振周波数が高くなります。
図3 : さまざまな長さの伝送線のグランドインピーダンス測定結果
最後に、1 /4λに対応する周波数は式 (7) を使用して推定できます。
式 (7) で、出力ラインとリファレンスグランドの間の距離、およびラインの直径が共振位置に影響を与えないことを確認できます。共振は、出力ラインの長さにのみ関係します。
結論
本稿では、電流と電圧の分布、伝送ラインの損失、インダクタンス、静電容量、最終出力ラインのインピーダンス、および周波数を計算することにより、第1部のCM EMIモデルを完成させました。第3部では、ノイズ削減手法の効果を分析してロングラインの負荷の出力に成功することで、シリーズを締めくくります。
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