AN043 - 可変オフ時間コントローラを使用したフライバックコンバータ : HFC0300

HFC0300の紹介

HFC0300は、高電圧電流源と統合された可変オフ時間コントローラです。固定ピーク電流技術に基づいて、コントローラは負荷が軽くなるにつれて周波数を減らします。その結果、優れた軽負荷効率を実現すると同時に、他の負荷条件での効率を最適化します。出力電力が所定のレベルを下回ると、コントローラはバーストモードに入り、無負荷または軽負荷状態での電力損失をさらに低減します。内部Vccの低電圧誤作動防止機能 (UVLO)、過負荷保護 (OLP)、過電圧保護 (OVP)、短絡保護 (SCP)、およびサーマルシャットダウン (TSD) がすべてICに統合されており、外付け部品数を最小限に抑えます。本稿では、HFC0300を採用したオフライン・フライバックコンバータの実用的な設計ガイドラインを示します。このアプリケーションノートでは、HFC0300を使用したオフタイム制御フライバックコンバータの段階的な設計手順が紹介されており、主にトランス設計、出力フィルタ設計、部品の選択が含まれます。

可変オフタイム制御の紹介

可変オフタイム制御は、フライバックコンバータの可変周波数制御方式の1つです。固定ピーク電流モード制御を実装することにより、スイッチのピーク電流は固定され (準固定スイッチオンタイム)、オフタイムの持続時間は必要な出力電力に応じて調整されます。MOSFETのオンタイム中、ドレイン電流は増加します。ドレイン電流が内部の固定ピーク電流レベルに達すると、MOSFETがオフになります。フィードバックループは、出力条件に基づいて周波数またはオフタイムを制御します。したがって、負荷が減少するとオフタイムが延長され、スイッチング周波数も低下します。軽負荷時に周波数が低下すると、それに応じて周波数に依存するすべての損失 (ゲート駆動損失、スイッチング損失、コア損失) の寄与が減少し、必然的に効率が向上します。

スイッチング周波数を低下させると、コンバータは確実に可聴領域で動作するようになります。トランスの機械的応答を防ぐために、HFC0300は負荷が軽くなるにつれてピーク電流を徐々に減らします。

図2は、オフタイム制御フライバック・コンバータの一次スイッチのドレイン・ソース間電圧波形を示しています。MOSFETのオンタイム中、ドレイン電流はピーク電流レベルに達するまで直線的に増加します。その後、MOSFETがオフになります。フライバック・トランスの漏れインダクタンスは寄生容量と合わさり、高電圧スパイクを引き起こします。これはクランプ回路によって制限する必要があります。FSETピンの電圧がCOMP (フィードバックPIN) のレベルに達すると、スイッチが再びオンになり、新しいスイッチングサイクルが開始されます。

図2 : オフタイム・フライバックコンバータの主な波形

設計手順

A. 既定の入出力仕様

• 入力AC電圧範囲 : V_ac(min)、V_ac(max)、たとえば90V_ac〜265V_ac RMS
• DCバス電圧範囲 : V_in(max)、V_in(min)
• 出力 : V_o、I_o(min)、I_o(max)、P_out
• 推定効率 : η、最大入力電力を計算するための電力変換効率を推定するために使用されます。通常、ηはさまざまな出力アプリケーションに応じて0.8〜0.9に設定されます。

この場合、最大入力電力は次のようにして与えられます。

$$P_{in} = \frac {P_{out}}{η}$$

図3は、大法的的なDCバス電圧波形を示しています。DC入力コンデンサCinはユニバーサル入力条件では通常2μF/Wに設定されます。230Vシングルレンジアプリケーションの場合、静電容量は半分の値になります。

図3 : 入力電圧波形

上の波形から、AC入力電圧V_ACおよびDC入力電圧V_DC

$$V_{DC}(V_{ac},t)=\sqrt{2 \times V_{ac}^2-\frac{2 \times P_{in}}{C_{in}}\times t}$$

V_AC=V_DCを設定することで、DCバス電圧が最小値V_DC(min) に達するT1を次のように計算できます :

$$V_{DC(min)}=V_{DC}(V_{ac(min)},T1)$$

次に、最小平均DC入力電圧V_in(min)は次のように取得できます :

$$V_{in(min)}=\frac{\sqrt{2}\times V_{AC(min)}+V_{DC(min)}}{2}$$

最大平均DC入力電圧V_in(max)は次のように取得できます :

$$V_{in(max)}=\sqrt{2} \times V_{ac(max)}$$

B. 起動回路の決定

図3に起動回路を示します。電源がオンになると、内部の2mA電流源がHFC0300のHVピンに接続されたR1を介してC1を充電します。VCC電圧が11.7Vに達すると、内部高電圧電流源 (2mA) がオフになり、ICがスイッチングを開始し、補助巻線が電源を引き継ぎます。補助巻線が電源を引き継ぐ前にVCCが8.2Vを下回ると、スイッチングが停止し、内部高電圧電流源が再びオンになり、VCCの外部コンデンサC1が再充電され、別の起動手順が開始されます (図4参照)。

図4 : HFC0300による起動回路

図5 : HFC0300の起動波形とVCC UVLO

C. 巻数比N、一次MOSFETおよび二次整流ダイオードの選択

図5は、フライバックコンバータの一次MOSFETと二次整流ダイオードの代表的な電圧波形を示しています。波形から、一次MOSFETのドレイン・ソース間電圧定格V_dsは式 (6) で得られます。

$$V_{ds}=\frac {Vin(max)+N\times(V_{out}+V_F)+60V}{k}$$

ここで、kはディレーティング係数で、通常0.9が選択されます。V_Fは整流ダイオードの順方向電圧で、ここでは60Vのスパイク電圧を想定しています。

二次整流ダイオードの電圧定格V_kaは式 (7) のように推定できます。

$$V_{ka}=\frac {\frac{Vin(max)}{N}+V_{out}}{k}$$

ここで、kはディレーティング係数で、通常0.9が選択されます。

図6 : 一次側MOSFETと二次側整流ダイオードの電圧ストレス

式 (6) と (7) から、一次MOSFETと二次側整流ダイオードの電圧定格に対する巻数比Nを計算でき、図6に示します。

たとえば、90Vac～265Vac入力、19V出力アダプタのアプリケーションでは、パフォーマンスを向上させるために650V MOSFETおよび100V整流ダイオードが推奨されます。図7から、必要な電圧定格としてN=6が選択されます。

図7 : 一次側MOSFETと二次側整流ダイオードの電圧ストレス定格

D. 電流検出抵抗器

ピーク電流レベルは内部で0.5Vに設定されているため、電流検出抵抗が一次側ピーク電流を設定します。これにより、CCM、BCM、またはDCMなどのコンバータの動作モードも決まります。電源が低ライン入力時にBCMで動作するように設計されている場合、高ラインおよび同じ負荷条件ではDCMで動作します。励磁インダクタ電流 (一次側に反映) と一次MOSFETのドレイン・ソース間電圧を図8に示します。

図8 : 異なるラインにおける一次MOSFETのインダクタ電流と電圧

二次電流の持続時間は式 (8) で求められます。

$$T_{second}=\frac {L_m \times I_{peak}}{N \times V_O}$$

ここでL_mは一次励磁インダクタンス、I_peakは一次ピーク電流です。I_peakは、異なる入力および同じ出力条件でも常に同じなため、二次電流の持続時間は同じです。スイッチング時間は式 (9) で計算できます。

$$T=\frac{N \times I_{peak} \times T_{second}}{2 \times I_o}$$

(9) から、異なる入力および同じ出力条件でもスイッチング時間は同じに保たれます。一次側スイッチのオンタイムは入力電圧の増加とともに減少するため、入力ライン電圧が高くなるほど、より深いDCMモードに入ります。通常、コンバータが最小入力条件で必要な出力電力を供給できることを保証するには、パラメータは最小の入力条件で設計する必要があります。

Nが選択されているため、電源が低ラインにおいて境界電流モード (BCM) で動作するように設計されている場合、ピーク電流は式 (10) のように簡単に計算できます。

$$I_{peak\_BCM}=\frac{2I_o}{1-D}$$

ここでDはスイッチングのデューティ比で、式 (11) で求められます。

$$D=\frac {(V_o+V_F)\times N}{V_{in}+(V_o+V_F)\times N}$$

電流検出抵抗によって設定されたピーク電流がI_{peak_BCM}より大きい場合、電源は不連続伝導モードに入ります。逆に、電流検出抵抗によって設定されたピーク電流がI_{peak_BCM}未満の場合は、図9のように電源が連続導通モード (CCM) に入ります。ここでK_depthを連続導通モードの深さとして定義します。

$$K_{depth}=\frac{I_{valley}}{I_{peak}}$$

図9 : CCMの一次電流

したがって、ピーク電流は式 (13) のように得られます。

$$I_{peak}=\frac {2I_o}{(1-D)\times(1+K_{depth})\times N}$$

通常、40W未満の電力レベルにはBCM (境界電流モード) が推奨されます。電力レベルが40Wを超える場合は、CCM (連続電流モード) が選択されます。より高い電力を供給するほど、より高い効率と全負荷時の熱性能を向上させるために、より深いCCMを採用する必要があります。たとえば、90W電源の場合、K_depthには0.5を選択することができます。

したがって、電源のSPECが与えられた場合、最初にコンバータの動作モードを決定する必要があります。つまり、K_depthを決定する必要があります。I_peakとI_valleyは式 (10) ～ (13) で計算できます。また、電流検出抵抗は式 (14) によって選択できます。

$$R_{sense}=\frac{V_{peak}}{I_{peak}}$$

ここでV_peakは電流抵抗のピーク電圧しきい値であり、HFC0300では一定の0.5Vです。式 (15) で与えられる電力損失に基づいて、適切な電力定格を持つ電流抵抗を選択する必要があります。

$$P_{sense}=[(\frac{I_{peak}+I_{valley}}{2})^2+\frac{1}{12}(I_{peak}-I_{valley})^2]\times D \times R_{sense}$$

E. 一次側インダクタンス Lm

フライバックコンバータが供給できる電力は、CCMとDCMのそれぞれ式 (16) と (17) で与えられるように、1次側インダクタンスLmに蓄えられるエネルギーに関係します。

$$\frac {1}{2} \times L_m \times (I_{peak}^2 - I_{valley}^2) \times f_s = \frac {p_{o\_CCM}}{η}$$ $$\frac {1}{2} \times L_m \times I_{peak}^2 \times f_s = \frac {p_{o\_CCM}}{η}$$

出力に供給される電力を調整するには、ピーク電流値を調整するか (従来のピーク電流モード制御)、スイッチング周波数を調整します。HFC0300は、ピーク電流値を一定に保ちながらスイッチング周波数を調整することで出力電力を調整します。したがって、ピーク電流が選択されると、フィードバックループは、希望の出力電力を得るためにスイッチング周波数を自動的に設定します。

I_peakとI_valleyは設計手順の開始時に決定されているため、fsを選択するとLmを計算できます。良好なEMI性能を提供するには、第2高調波 (2*65kHz) での伝導EMIノイズがまだテストされていないため、通常は最大周波数65kHzが適切な選択になります (伝導EMI周波数幅 : 150kHz～30MHz)。

セクションDで述べたように、スイッチング周波数は、理想的には、異なる入力ライン電圧と同じ出力電力でも同じ値を保ちます。実際には、回路では若干の違いがあります。しきい値は一定ですが、避けられない伝播遅延により、高入力時のピーク電流は低入力時のピーク電流よりもわずかに高くなるため、スイッチング周波数は低入力および全負荷状態で最大に達します。したがって、通常、低ラインおよび全負荷時の周波数として65kHzを選択します。その結果、すべての計算は最低ラインで実行されます。

F. C_FSETの設計およびOLP機能

最大周波数は、図10に示すように、FSETピンに接続されたコンデンサC_FSETの充電終了によって設定されます。このコンデンサは、一次側スイッチがオンになった直後 (約0.6us) に定電流源によって充電され、その電圧がフィードバックループからのCOMP電圧と比較されます (図10参照)。このコンデンサの電圧がしきい値に達すると、コンデンサは急速に0Vまで放電され、新しい期間が始まります。FSETピンの電圧を完全に放電させるために、C_FSETが再び充電される前に、内部で約0.6μsの遅延が発生します。したがって、スイッチング周波数は、VCO (電圧制御発振) のようなフィードバックループによって調整されます。FSETピンに接続される容量は式 (18) で求められます。

$$C_{FSET} = \frac {28uA \times (\frac {1}{f_{max}}+0.6us)}{0.88V}$$

ここで、fmaxは、FSETピンに接続されたコンデンサによって設定される最大周波数です。

図10 : VCO (電圧制御発振器) の動作

図11 : COMP電圧はスイッチング周波数を調整する

上記セクションで説明したように、スイッチング周波数は低ラインおよび全負荷で最大に達します。この周波数をfs (ここでは65kHzを選択) として定義します。最大周波数 (f_max) を約110%のfsとして設定します。出力電力の増加に伴って周波数も増加します。周波数がC_FSETで設定した最大周波数に達したとき、過電力制限が発生し、出力電圧を維持できなくなり、その結果COMPが飽和し、OLP (過負荷保護) のしきい値 (0.85V) を下回ります。

HFC0300では、過負荷保護 (OLP) のために独自のデジタルタイマー方式が採用されています。COMPがエラーフラグとみなされる0.85Vより低い場合、タイマーはカウントを開始します。エラーフラグが消えるとタイマーがリセットされます。カウント数が6000に達したときにタイマーがオーバーフローすると、OLPがトリガーされます。このタイマー期間により、電源の起動時または負荷移行段階でのOLP機能のトリガーが回避されます。したがって、出力電圧は起動時に6000のスイッチングサイクル未満で確立される必要があります。

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