AN163 - 保護機能のアプリケーションノート

はじめに

ゲートドライバのMP653xファミリは、主にモータ・ドライブ・アプリケーションを対象としています。これらは、モータドライブの実装に役立つ電源と制御機能を統合しています。それらの機能には、過電流、短絡、部品の故障などの異常な状態が発生した場合、故障を防ぐのに役立つ保護回路が含まれています。

これらの保護回路の多くは、外部部品を使用した構成が必要です。外部回路が正しく構成されていない場合、保護回路は実際には障害状態と認識せずに作動する可能性があります。モータ・ドライブを適切に動作させるには、保護メカニズムと外部部品のセットアップ方法を理解する必要があります。保護機能の多くは、MP653xファミリのすべての製品で同一です。その他は、60Vドライバと100Vドライバでわずかに異なります。場合によっては、製品の動作が他の製品とは異なることがあります。この文書では、この製品ファミリのすべての製品について説明し、該当する場合は製品間の違いについて説明します。

MP653xプリドライバを使用した設計については、アプリケーションノートAN111も参照してください。

保護機能

以下は、プリドライバのMP653xファミリに統合されたさまざまな保護機能の概要です。

過熱保護 (OTP)

該当製品: すべて

ICに集積された温度センサにより、温度がデータシートに記載されている過熱しきい値を超えると、動作が停止します。これが発生すると、すべての出力がlow (ロー) に設定され、モータが動作しなくなります。

一部の製品はOTP後にラッチオフし、その他の製品は自動的に再起動します。詳細については、以下の表1を参照してください。 

供給電圧低電圧誤動作防止機能 (VIN UVLO)

該当製品: すべて

主電源電圧入力 (VIN) の電圧は、コンパレータ回路によって監視されます。供給電圧がデータシートに記載されているVINの不足電圧しきい値を下回っている場合、ICは無効になり、すべての出力がLowに駆動され、モータが動作しなくなります。VIN UVLOは、IC内のロジックへのグローバルリセットとして機能します。電圧がしきい値を超えた後、ICが有効になります。電圧がしきい値を超えてからデバイスが出力を駆動するまでには、ある程度の時間が必要であることに注意してください (通常は約1mS)。

ゲートドライブ電圧低電圧誤動作防止機能 (VREG UVLO)

該当製品: すべて

ゲート駆動電源 (VREG) の電圧出力は、コンパレータ回路によって監視されます。電圧がデータシートに記載されているVREGの不足電圧しきい値を下回っている場合、デバイスは無効になり、すべての出力がLowに駆動され、モータが無効になります。

一部の製品はVREG UVLOの後にラッチオフし、その他の製品はVREGが上昇すると自動的に再起動します。詳細については、以下の表1を参照してください。

ハイサイドゲートドライブ低電圧誤動作防止機能 (VBST UVLO)

該当製品: MP6537、MP6538、MP6539

回路は、各ハイサイドMOSFETのゲート駆動電圧である各BSTxピンに存在する電圧を監視します。BSTxピンに接続されたコンデンサは、出力 (SHx) がlowに駆動されるたびにVREGに充電されます。また、内部チャージポンプから供給される非常に弱い電流によって充電されるため、出力を長時間ハイに保つことができます。

VBST UVLOが発生すると、次にオンになるように命令されるまで、ハイサイドゲートはオフになります。VBST UVLOは、nFAULTをアサートさせません。

短絡保護 (SCP、またはVDSセンシング)

該当製品: すべて

回路は、オンになっているMOSFETの両端の電圧降下を監視します。MOSFETの両端の低電圧降下によって証明されるように、MOSFETが完全にオンになっていない場合、SCP保護がアクティブになります。

一般に、SCP障害が検出されたときのしきい値は、OCREFピンに印加された電圧によって設定されます。100V部品は、ハイサイドMOSFETを検出するためにOCREF電圧を使用しません。出力がハイに駆動されたときに、約4.5Vの固定しきい値を超えない場合、VDS障害を通知します。

SCPの後にラッチオフする製品もあれば、自動的に再起動する製品もあります。詳細については、以下の表1を参照してください。

過電流保護 (OCP、またはモータ電流検出)

該当製品: すべて

単一の共有ローサイドシャント抵抗を使用して、モータ電流合計を測定できます。このシャント抵抗はLSSピンに接続されています。シャントの両端の電圧降下があるしきい値を超えると、OCPイベントが認識されます。

供給電圧が60Vの製品には、LSSピンで500mVの固定しきい値があります。供給電圧が100Vの製品には、CSOピンで3.5Vの固定しきい値があります。 CSOピンはLSSピンから20ゲインを得るアンプで駆動されるため、LSSの等価電圧は175mVとなります。

一部の製品はOCP後にラッチオフし、その他の製品は自動的に再起動します。詳細については、以下の表1を参照してください。

機能	MP6528、MP6530、MP6534、MP6535	MP6532	MPQ6532	MPQ6528、MPQ6530	MP6531A、MPQ6531	MP6537、MP6538、MP6539
OTP	ラッチオフ (1)	ラッチオフ (1)	冷めたら再試行	冷めたら再試行	冷めたら再試行	冷めたら再試行
SCP	ラッチオフ (1)	ラッチオフ (1)	ラッチオフ (1)	ラッチオフ (1)	ラッチオフ (1)	ハイサイド: ラッチオフ (1) ローサイド: 調整可能な特定時間の後に再試行
OCP	ラッチオフ (1)	一定時間後に再試行	一定時間後に再試行	ラッチオフ (1)	ラッチオフ (1)	調整可能な特定時間の後に再試行
VREG UVLO	ラッチオフ (1)	ラッチオフ (1)	ラッチオフ (1)	UVLO以上のときに再試行	再試行しBSTチャージを開始	再試行しBSTチャージを開始

表1: 保護動作

(1) VINの削除 / 再適用、またはnSLEEPのアサーション / デアサーションにより、ラッチオフがリセットされます。

MOSFETのスイッチング動作

保護回路が誤ってトリガーされるのを防ぐには、MP653xプリドライバによって駆動されるMOSFETのスイッチング動作を理解する必要があります。特に、VDSセンシングは、特定の条件下で簡単にトリガーできます。

MOSFETゲート容量

ハイサイドMOSFETがオンになると、ゲートは主にブートストラップ・コンデンサに蓄積された電荷によって駆動されます。ゲート容量が非常に大きく、ブートストラップ・コンデンサに十分な電荷が蓄積されていない場合、ハイサイドMOSFETが完全にオンにならない可能性があります。これにより、ハイサイドからVDS障害が発生する可能性があります。多くの場合、BSTピンに大きなコンデンサを使用すると、この状況を改善できます。

さらに、高いPWM周波数では、ゲートを駆動するために必要な電流量が増加します。場合によっては、VREG UVLO障害が発生する可能性があります。大きなMOSFETと高いPWM周波数を使用する場合は、これらの障害を防ぐために、VREGピンに大きなコンデンサを使用することをお勧めします。

ゲートドライブ抵抗

通常、抵抗はMP653xゲートドライブ出力とMOSFETゲートの出力の間に挿入されます。これらの抵抗は、MOSFETの切り替え速度を制限します。

デッドタイム

ハイサイドMOSFETとローサイドMOSFETが同時に導通して、VIN電源からグランドへの直接パス (およびMOSFETを流れる非常に高い電流) が発生するのを防ぐには、1つのMPOSFETがオフになり、もう1つがオンになる時間の間にいくらかの時間を挿入する必要があります。これはデッドタイムと呼ばれます。MP653xファミリのドライバはすべて、入力信号のタイミングに関係なく、スイッチング中にデッドタイムを生成します。デッドタイムは、DTピンに接続された外部抵抗の値によってプログラム可能です。

ブランキング (またはデグリッチ) 時間

MOSFETの切り替えには時間がかかるため、MOFETをオンにした後、OCP保護の動作に問題があるかどうかを確認する前に、ある程度の時間を待つ必要があります。この時間はブランキング時間と呼ばれます。ブランキング時間は、デッドタイムの終わりからVDS検出回路がMOSFETの両端の電圧を調べるポイントまで測定されます。

供給電圧が60Vの製品では、SCP検出のブランキング時間は3μSです。 供給電圧が100Vの製品では2.73μSです。この時間が経過するまでにMOSFETを完全にオンにする必要があります。そうしないと、SCP保護がトリガーされます。

外部部品の構成

以下は、MP653xプリドライバの保護機能に影響を与える可能性のある外部部品の構成に関するいくつかの提案です。

MOSFETゲート抵抗

通常、MP653xとMOSFETゲート間の抵抗 (または抵抗 / ダイオードネットワーク) は、出力で必要な立ち上がり / 立ち下がり時間によって決定されます。スイッチング損失を最小限に抑えるには、早い立ち上がり / 立ち下りが望ましいです。 一方EMIの生成を減らすには、遅い方が望ましいです。

いずれの場合も、上記のように、立ち上がり / 立ち下がり時間はブランキング時間よりも短いことが不可欠です。ブランキング時間の満了までにMOSFETが完全にオンになっていない場合、SCPがトリガーされます。

パワーMOSFETのゲートは、ゲート端子とソース端子間の非線形容量と見なすことができます。ゲートはDC電流を流しませんが、MOSFETをオン / オフするためにゲート容量を充電および放電するための電流が必要です。ゲートに供給される電流の量によって、MOSFETが完全にオンになるまでにかかる時間が決まります。同様に、電流がゲートから引き出されると、その電流量がMOSFETのターンオフ時間を設定します。

ゲートを駆動するために何が必要かを理解するには、MOSFETをどれだけ速く切り替える必要があるかを知る必要があります。低いスイッチング損失 (速い立ち上がり時間と立ち下がり時間が必要) と低いEMI (遅い立ち上がり時間と立ち下がり時間が必要) の間には、設計上のトレードオフがあります。さらに、PWM周波数と必要な最小および最大のデューティサイクルにより、スイッチングの速度に時間制限が課せられます。たとえば、PWM周波数が20kHzの場合、デューティサイクルが1%の場合、500nsの長さのパルスを生成する必要があります。これには、数百ナノ秒以下の立ち上がり時間と立ち下がり時間が必要です。

必要な立ち上がり / 立ち下がり時間を決定した後、必要なゲート駆動電流を計算します。これは、Q_G/tとして見積もることができます。ここで、Q_Gは総ゲート電荷であり、tは必要な立ち上がり / 立ち下がり時間です。

これは、立ち上がり / 立ち下がり時間全体にわたって駆動する必要がある電流の量であることに注意してください。実際、ほとんどのゲートドライバは定電流ドライバではないため、実際には、ゲート駆動電流は通常、この時間にわたっていくらか変化します。

ゲートに定電流を流す場合、ゲートの電圧は直線的な傾きではなく、MOSFETがスイッチングしている間にプラトーに達します (図1を参照)。これは「ミラープラトー」と呼ばれ、ゲート-ドレイン間容量によって引き起こされます。ドレインが遷移しているとき、この容量は充電に電流を消費するため、ゲート-ソース間容量の充電は遅くなります。

ゲートを充電するために提供される電流が低いほど、遷移が完了するまでにかかる時間が長くなります。

図2に、12Ωの直列抵抗で12Vの定電圧ゲートドライブを使用した場合の波形を示します。プラトーはまだそこにあり、ゲートが12Vに達するまでに時間がかかりますが、ドレインでのスイッチング時間はほぼ同じです。ダイオードを追加することで、独立した立ち上がり時間と立ち下がり時間を得ることができます (図3を参照) 。

これは、多くの場合、ハーフブリッジ構成の1つのFETが完全にオフになってから、反対側のFETがオンになるようにするために行われます。これにより、デッドタイムが保証されます。図4は、ローサイドゲート (GLA) がダイオードを介して放電されるときに非常に急速に低下するが、ハイサイドゲート (GHA) は抵抗のためにゆっくりと充電されることを示しています。その結果、出力 (SHA) での立ち上がり時間が遅くなり、ハイサイドMOSFETのターンオンによって制御されます。

ゲートには非リニア容量があり、ドライバは通常、真の電圧または電流源ではないため (通常、リニア領域で動作するFET) 、特定の立ち上がり時間または立ち下がり時間を達成するために必要な抵抗を正確に計算するのは難しい場合があります。通常、実験的に、またはシミュレーションを通じて適切な値を導き出すのが最善です。ゲート駆動電流がゲート駆動電圧 (多くの場合12V) を直列抵抗で割った値に等しくなるという仮定から始めて、そこから作業します。この計算を行うときは、ゲートドライバの出力抵抗も必ず含めてください。

MP653xプリドライバには、ゲートドライブ出力に内部プルダウン抵抗があります。MOSFETのドレインからソースに外部抵抗を配置する必要はありません。ハイサイドMOSFETにゲートからソースへの抵抗を配置すると、BSTコンデンサが放電されるため、OCP障害が発生する可能性があります。これについては、以下でさらに説明します。

デッドタイム抵抗

MP653xプリドライバには、プログラム可能なデッドタイム機能があります。これにより、ハーフブリッジの一方のMOSFETがオフになってからもう一方がオンになるまでの間に遅延時間が挿入されます。

MP653xデバイスのデッドタイムは、グランドへの単一の抵抗でプログラムされます。デッドタイムは、60V部品の場合は30nS～6μS、100V部品の場合は77nS～4.6μSの広い範囲でプログラムできます。

抵抗値は次のように計算されます。

$$60V parts: t_{DEAD}(nS) = 3.7*R(kΩ)$$ $$100V parts: t_{DEAD}(μs) = 0.044*R(kΩ) + 0.1$$

SCPのブランキング時間はデッドタイムが終了するまで開始されないことに注意してください。

ブートストラップ (BST) コンデンサ

ブートストラップ・コンデンサは、HS MOSFETをオンにするために必要な大きなピーク電流を提供します。これらのコンデンサは、出力がlowに駆動されると充電され、ブートストラップ・コンデンサの電荷は、出力がハイに駆動されるときにHS MOSFETをオンにするために使用されます。内部チャージポンプは、出力が長期間ハイに保持されている場合、ブートストラップ・コンデンサを変更したままにすることに注意してください。

ブートストラップ・コンデンサは、ハイサイドMOSFETが完全にオンになるように十分に大きくする必要があります。そうでない場合、ハイサイドMOSFETの両端のVDSが増加し、SCPをトリガーする可能性があります。

ブートストラップ・コンデンサは、MOSFETの総ゲート電荷に応じて選択されます。HS MOSFETがオンになるとき、ブートストラップ・コンデンサに蓄積された電荷がHSMOSFETゲートに転送されます。簡単な概算として、最小ブートストラップ容量は次のように見積もることができます。

$$C_{BOOT} > 8*QG$$

ここで、QGはMOSFETの合計ゲート電荷 (nC) であり、C_BOOTはnFで表されます。

ブートストラップ・コンデンサは1μFを超えてはなりません。超える場合、起動時に不適切な動作を引き起こす可能性があります。ほとんどのアプリケーションでは、ブートストラップ・コンデンサは0.1μFから1μF、X5RまたはX7Rセラミックで、定格は最小25Vである必要があります。

VREGバイパスコンデンサ

ローサイドMOSFETゲートとブートストラップ・コンデンサを充電するために必要な高ピーク電流は、主にVREGバイパスコンデンサから供給されます。VREG電源は、限られたDC電流しか駆動できません。使用するコンデンサが小さすぎると、ゲート駆動電圧が低くなり、SCP保護がトリガーされる可能性があります。

最小定格25Vの最小10μF、X5RまたはX7Rセラミックコンデンサを使用することをお勧めします。より大きなコンデンサは、非常に大きなMOSFETや非常に高いPWM周波数で使用できます。

過電流保護 (LSSセンス抵抗)

過電流保護は、LSSピンに接続された単一の共有ローサイドシャント抵抗を使用してモータ電流を検出します。その抵抗器の両端の電圧降下は、 (上記のように) OCPしきい値を超えると、OCPをトリガーします。

OCP中の動作は、製品ごとに異なることに注意してください。詳細については、上記の表1を参照してください。外部センス抵抗は、予想される最大モータ電流で500mV (供給電圧が60Vの製品) または175mV (共有電圧が100Vの製品) 未満の電圧降下を提供するサイズになっています。たとえば、50mΩの抵抗を使用すると、10Aの電流で500mVの電圧降下が発生し、60Vの部品の過電流保護がアクティブになります。

通常のモータ電流よりも高いときにOCP保護がトリガーされないように、マージンを追加する必要があります。モータ始動時の失速電流、および転流から生じる電流パルスを考慮する必要があります。いくつかの誤転流が頻繁に発生し、場合によっては一方の回転方向がもう一方の回転方向よりも多くなり、各転流点で電流スパイクが発生することに注意してください。

この機能が不要な場合は、LSSを直接アースに接続してください。

OCREF電圧 (SCPしきい値)

SCP検出レベルは、OCREFピンに印加される電圧によってプログラムされます。この電圧は、OCPがトリガーされるしきい値を設定します。ブランキング時間後のMOSFETのVDSがOPCREFよりも高い場合、OCPがトリガーされます。

少なくとも、OCREF電圧は、予想される最大の負荷電流で、すべてのMOSFETで予想される電圧降下よりも高くなければなりません。MOSFETのrds(on) は、特に高温で大幅に変化します。さらに、大電流では、PCBトレース抵抗がMOSFETのトレース抵抗に近づく可能性があります。このため、通常、OCREFは、最初の計算で予測されるよりもかなり高く設定する必要があります。通常、OPCREFを計算された最大値の2倍に設定する必要があります。

この場合も、望ましくないOCP保護の活性化を防ぐために、転流などの時間中のピーク電流も考慮する必要があります。

CSOピン抵抗およびコンデンサ (供給電圧=100Vの製品のみ)

CSOピンが3.5Vを超えると、OCPイベントが検出され、すべての出力FETがオフになります。nFAULTピンはactive lowに駆動されます。

ローサイドFETとセンス抵抗を流れる電流が停止すると、CSOピンの電圧は駆動されなくなり、CSOからグランドに接続された外部コンデンサと抵抗によって決定される速度で低下し始めます。電圧が2.9Vを下回ると、出力FETが再び有効になり、nFAULTピンが非アクティブになります。

結果として生じるオフ時間は、外部コンデンサと外部抵抗 (使用されている場合) と並列の内部フィードバック抵抗の値によって設定されます。CSOが3.5Vに達したときに発生するオフ時間は、次の式で概算できます。

$$t_{OFF} (μS) = 0.2*R(kΩ)*C(nF)$$

SCPの後に生成されるオフ時間 (VDSがOCREFを超える場合) は長くなります。これは、CSOが6Vにプルされ、出力を再度有効にするために2.9Vに落とす必要があるためです。このオフ時間は、次の式で概算できます。

$$t_{OFF} (μS) = 0.6*R(kΩ)*C(nF)$$

ここで、CはCSOからグランドへの静電容量、RはCSOからグランドへの総抵抗であり、外部抵抗からグランドへの並列の内部フィードバック抵抗 (～450kΩ) で構成されます。

ブートストラップ・プリチャージ

保護機能ではありませんが、場合によってはブートストラップ ・コンデンサのプリチャージに注意を払う必要があります。BSTキャップの電荷が不十分なときにハイサイドMOSFETを有効にすると、不十分な電荷がハイサイドMOSFETを完全に強化しないため、SCP障害が発生する可能性があります。BSTコンデンサのプリチャージは、ローサイドMOSFETを短時間オンにすることで実現されます。

これは、特に120度の転流時に問題になる可能性があります。この場合、位相はしばらくの間高インピーダンス状態のままになります。リーク電流があると、この間にBSTコンデンサが放電する場合があります。また、ハイサイドMOSFETにゲート-ソース間抵抗を配置しないことも非常に重要です。これにより、BSTコンデンサが放電されるためです。

一部のMP653x製品ファミリは、特定の条件下で自動ブートストラップ充電シーケンスを実行します。自動シーケンスは、各ローサイドMOSFETを非常に短い期間 (60Vパーツの場合は1.8μS、100Vパーツの場合は4.6μS) 順番にオンにすることで構成されます。自動ブートストラップ充電は、以下の表2に従って行われます。

MP6528、MP6530、MP6532、MP6534、MP6535	MP6531A、MPQ6531、MP6537、MP6538、MP6539
高Z状態から抜けるときの自動事前変更 (1)	VREG UVLOからの回復後の自動事前充電 (2)

表2: ブートストラップの事前充電

(1) 120度転流中、これらの製品は高インピーダンス転流フェーズを終了するときに自動的にブーストプリチャージを実行します

(2) 120度転流中、高インピーダンス転流フェーズを終了するときは、コントローラがブートキャップ充電を実行するか、フェーズをhighに駆動する前にlowに駆動することを勧めます。

内部チャージポンプはブートストラップ・コンデンサを充電しますが、内部チャージポンプは非常に小さな電流しか駆動できないため、VREG UVLOの後でコンデンサが充電されるまでに時間がかかります。BSTキャップが充電される前にハイサイドMOSFETがオンになると、BSTキャップの充電が不十分なためにOCP障害がトリガーされる可能性があります。これは、ハイサイドFETをオンにする前に出力をlowに駆動する (ローサイドMOSFETをオンにする) ことで防ぐことができます。出力 (SHxピン) のパッシブ・プルダウン抵抗も、BSTコンデンサが確実に充電されるようにするのに役立ちます。

保護機能の無効化

システムがMP653x SCPおよびOCP保護機能を必要としない場合は、100k抵抗を介してOCREFピンをVREGに接続することにより、これらを無効にすることができます。VIN UVLOおよびVREG UVLO機能は引き続き動作します。

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