完全一致:降圧コンバータの電力損失と効率を高める方法

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今日の高度に開発されたパワーICには、優れたパワーインダクタが必要です。共通の実装面積で標準電源を構築すると、設計時間と製造コストを削減できます。インダクタとIC間の最適なマッチングを決定することは、PCBスペース、および熱効率とコスト効率の点で最高の性能を達成するために最も重要なことです。

降圧(ステップダウン)コンバータを設計するときに最も重要なパラメータと、それを入手可能な最高のインダクタと組み合わせる方法を調べてみましょう。また、基本的なパラメータの計算方法を学習し、リップル電流、インダクタンス (L)、飽和電流 (ISAT)、定格電流 (IR) など、スイッチモード パワー IC とインダクタの両方の要件について説明します。

今日の電子機器の状況

過去10年間で、消費者はテクノロジーによって生活が楽になることを期待するようになりました。同時に、平均的な家庭にある電化製品の量も増加しています。接続可能性と電子機器の選択肢が増え続けているため、競争力を維持するには、これらのデバイスの効率を高める必要があります。電源設計者にとって、エレクトロニクスの使用におけるこの消費者のシフトをサポートする最良の方法は、高性能部品を利用した降圧コンバータで入力から必要な電源レールに電圧を変換することです。

最も一般的な電源トポロジーは、降圧またはステップダウン・コンバータです。これらのトポロジの主要なコンポーネントは、入力および出力コンデンサ、スイッチ (MOSFETなど)、およびインダクタです。これらのデバイスの目的は、出力電圧を調整することです。ハイサイドMOSFETとローサイドMOSFETは、レギュレータと組み合わせると便利で、集積された降圧レギュレータICを形成します。

最適なインダクタと適切なICを選択することは、それほど難しい課題ではありません。いくつかの設計パラメータを考慮することは、降圧コンバータで適切に機能するインダクタを正しく選択し、電力損失を回避して効率を向上させるための鍵です。

降圧コンバータの電力損失と効率の基礎

降圧コンバータとその基本部品のブロック図により、効率に寄与するコンポーネントと考慮すべきパラメータが明らかになります (図1を参照)。 .

図1:基本的な降圧コンバータの回路図

降圧コンバータの効率と電力損失を分析すると、電力損失と効率に最も大きな影響を与えるのはMOSFETとインダクタであることがわかります。静止電流とプログラミング抵抗は、大きな要因ではありません (図2を参照)。

図2:MPL-AL6060-150 15μH インダクタと組んだMPQ4572降圧コンバータの効率チャート

図3は、負荷が2Aの24Vから5Vへの降圧コンバータの効率の内訳を示しています。インダクタとMOSFETの電力損失は870mWですが、静止時の消費電力は合計で900μWしか追加されません。最高の効率を達成し、エネルギーの無駄遣いを避けるためには、最先端のスイッチング素子が高性能インダクタと組み合わされていることを確認する必要があります。

図3:降圧レギュレータの効率の内訳

インダクタンス (L)

経験則として、通常、30%から40%のリップル電流でコンバータの設計を開始することをお勧めします。これにより、式 (1) で計算される公称インダクタンス (L) が得られます。

$$L = (1-DC) \times \left(\frac {V_{OUT}} {f_{sw \times \Delta I_{L}}}\right)$$

ここで、DC はコンバータのデューティサイクル、VOUTは出力電圧、fSWはスイッチング周波数、ΔILはリップル電流です。この例では、入力電圧は 24V、出力電圧は 5V、リップル電流は 800mA (平均2A負荷)、スイッチング周波数は 500kHzです。これらの数値から、典型的なインダクタンスは 9.89μHと計算できます。

リップル電流 (ΔIL)

リップル電流 (ΔIL) は、平均負荷電流に重畳され、出力コンデンサ (COUT) を充電するためにメインパワーインダクタを流れる低周波AC電流の量です。リップル電流は式 (2) で推定できます。

$$\Delta I_{L} = (1-DC) \left(\frac{V_{OUT}}{{f_{SW}}^{\times L}}\right)$$

図4と平均電流 (IAVG) を含む重要な設計パラメータを示しています。この平均電流は、システムの意図した負荷電流であり、バックコンバータの出力に接続されています。リップル電流の半分 (ΔI L ) が平均負荷電流に加算され、ピーク電流が形成されます。高効率の降圧コンバータ設計を成功させるには、インダクタの飽和電流 (ISAT) がピーク電流を超えることが不可欠です。

図4:平均負荷電流のリップル電流

図5は15μHのインダクタ(MPL-AL6060-150)とともにMPSのMPQ4572を使用したとき、最適化された24Vから5Vへのステップダウン・コンバータの例を示しています。リップル電流は、2Aの負荷電流を中心に完全な三角波で振動します。

。リップル電流は、2Aの負荷電流を中心に完全な三角波で振動します。

飽和電流(ISAT)

最新のインダクタで使用されている強磁性材料の物理的特性により、巻数とインダクタンス (L) が増えると、飽和電流 (ISAT) が低下します。 図6は、典型的なISATグラフを示しています。このグラフから、2Aの負荷電流で13μHの実効インダクタンスが期待できます。

図6:インダクタ電流 (IL) の関数としての飽和電流 (ISAT)

電源設計者は、インダクタを流れる電流が増加するとインダクタンスが減少することに留意することが重要です。温度が上昇すると、実効インダクタンスが減少します。インダクタに使用される技術、構造、および材料に応じて、飽和電流の曲線は数アンペアまで安定します。

高効率インダクタはソフト飽和および降圧コンバータを備えているため、ICにはピーク電流制限などの保護機能があります。これは、間違ったインダクタを選択することはあり得ないことを意味します。極端に高いまたは低いインダクタンスでも、妥当な結果が得られます。ただし、飽和電流に十分なマージンを持たせることが重要です。マージンが不十分な場合、システムの効率が低下する可能性があるためです。飽和電流が低いと、インダクタ電流に急激なスパイクが発生する可能性があります (図7を参照)

図7:飽和電流が低すぎる場合のインダクタ電流 (青) およびスイッチノード電圧 (黄)

定格電流 (IR) と直流抵抗 (RDC)

考慮すべきもう1つの重要なパラメータは、定格電流 (IR) です。インダクタンスが増加すると、定格電流 (IR) が減少することに注意してください。今後は、平均負荷電流を実効温度上昇 (ΔT) の推定値として直接使用できます。

銅巻線内のDC損失のため、温度上昇は自己発熱に直接関係しています。これは、DC抵抗が低いほど自己発熱がよくなり、インダクタの定格電流 (IR) が高くなることを意味します。

インダクタのコイルを形成するエナメル銅線の直径は、パッケージサイズが小さくなるほど小さくなります。これは、より高いDC抵抗、DC損失、およびより低いIRにつながります。パッケージサイズと定格電流の間で適切な妥協点を選択することは、降圧コンバータの設計を成功させるために重要です。経験則として、平均的な動作条件での20°C ~ 30°Cの温度上昇は、確実な出発点です(図9を参照)。PCB 上に特別に小さなコンポーネントを配置することも、ホットループが小さくなる可能性があるため、EMCの観点から重要です。

図9:定格電流チャート

最適な効率のためのインダクタと降圧レギュレータのマッチング

基本を理解したので、降圧コンバータの最適な効率を見つけるには、相互の性能に一致するレギュレータICとインダクタを選択する必要があります。インダクタのAC損失とMOSFETの遷移損失を無視すると、DC電力損失に注目できます。

導体の電力損失 (PLOSS) は、式 (3) で計算できます。

$$P_{LOSS} = I^2 \times R_{DC} $$

MOSFETにはオン時間とオフ時間があるため、スイッチングMOSFETによる伝導損失は、スイッチング期間全体で必ずしも合計するとは限りません。ハイサイドMOSFET (HS-FET) がオンの間、デューティサイクル (DC) で乗算された電力損失が発生します。インダクタのDC抵抗 (RDC) をMOSFETのRDS(ON)と比較することにより、RDS(ON)の一部をマッチングに使用できます。(RDC) と (DC x RDS(ON) ) の両方の項が互いに近い必要があります。それらは完全に等しい必要はありませんが、近い条件 (mΩ 以内) で最適な効率を確認できます。

たとえば、24Vから5Vへの変換の場合、デューティサイクルは VOUT / VIN = 0.208 です。つまり、HS-FETがインダクタ電流を流すのは 20.8%の時間だけです。これは、伝導損失が合計伝導損失の20.8%に過ぎないことを意味します。ただし、ローサイド MOSFET (LS-FET) は 79.2%のインダクタ電流を流しており、これはほとんどの時間オンです。これが、最新の降圧レギュレータのほとんどが異なるスケールのMOSFETスイッチを備えている理由です。

損失を最小限に抑え、サイズ、性能、およびコストの効率的な妥協点を達成するには、最初にインダクタのDC抵抗を MOSFETのRDS(ON)の比率と一致させます。

最新の降圧コンバータには数十から数百mΩの範囲のスイッチオン抵抗があるため、最高の性能は、モールド・フェライト・コンパウンドと一緒に丸いまたは平らな銅線を使用する小さくて導電性の高いパワーインダクタと一致させることで得られます。

結論

市場には膨大な数の異なるインダクタが存在するため、適切なインダクタと降圧コンバータを一致させることは困難な場合があります。サイズ、効率、およびコストの間で妥協した場合でも、最終的なアプリケーションの技術的および環境的要件を満たすインダクタの最良の選択が常に存在します。

最新の降圧レギュレータICとモールド・パワーインダクタの両方が、数十mΩの範囲のDCおよび伝導抵抗で入手可能です。すべての抵抗が同じ範囲内にあることを確認すると、サイズと効率の最適な妥協点が得られます。通常、パッケージのインダクタとMOSFETを大きくすると、電力損失を減らすことができます。ただし、特定のサイズでは、コストとPCBスペースが急速に増加しますが、この目標に向けた大幅なパフォーマンスの向上はありません。したがって、必要な飽和電流 (ISAT)、定格電流 (IR)、抵抗 (RDC)、およびオン抵抗 (RDS(ON)) を目標とすることは、合理的な努力で優れた性能を達成するための迅速かつ簡単な方法です。これでパワーインダクタと降圧 (ステップダウン) コンバータの完全な一致が取れます。

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