フィルタコンデンサとインダクタを使用して放射EMIを抑制する

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はじめに

電磁障害 (EMI) を抑制する最も一般的な方法の1つは、フィルタコンデンサとインダクタを使用することです。本稿では、デュアル・アクティブ・ブリッジコンバータにおけるこれらのフィルタ部品のインピーダンス特性と設計方法について討論することで、放射EMIを管理する方法について調査します。

デュアル・アクティブ・ブリッジコンバータの放射EMIモデル

スイッチチューブ (M1) が1つのスイッチングサイクル内でオンになると、電流経路は入力電圧 (V_IN)、インダクタンス (L)、M1の順序で発生します。インダクタ電流 (I_L) が上昇し、インダクタにエネルギーが蓄積されます (図1参照)。

図1 : デュアル・アクティブ・ブリッジコンバータのトポロジーと実際の図

図2は放射EMIの原理を示しています。左側の図2aはダイポールアンテナの放射原理を示し、右側の図2bは一般的な放射EMIモデルを示しています。

図2aは、アンテナのエネルギーが3つの異なる部分に流れ込むことを示しています。1つの部分は2つの極間で共振し、空間には放射しません。ここで、jX_Aは無効電力に対応するインピーダンスです。電力の2番目の部分は空間に放射され、R_rでモデル化されます。エネルギーの最後の部分はアンテナの抵抗で放散され、R_lでモデル化されます。

図2bは、一般的な放射EMIモデルを示しています。コンバータは等価ノイズソース (V_S) とソースインピーダンス (実数部 R_S、虚数部 X_Sで表される）によってモデル化されます。

図2 : 放射EMIの原理

CM 電流 (I_A) 振幅 (|I_A|) は式 (1) で計算できます。

ここでR_AはR_lとR_rの合計で、および電流係数 (K_I) はI_Aに比例する係数です。

放射EMIを決定するには、設定された距離でコンバータによって生成される電磁界強度を測定します。式 (2) で推定できる、コンバータの距離 (r) での電界強度の最大値 (E_MAX) の電界について考えましょう。

ここで、ηは波のインピーダンス、Dは方向性です。半径 (r) は、球の平均電力密度と比較したその方向での最大電力密度 (D) の比であり、電界強度係数 (K_E) は放射電界強度に正比例する係数です。

アンテナとコンバータのインピーダンスはテストによって取得できます。詳細については、高周波、CM電流、電圧、インピーダンスの測定に関する記事シリーズのパートI、パートII、パートIIIをご参照ください。

放射性EMIスパイクの原因

K_Iは、式 (3) で推定できます。

K_Eは式 (4) で計算できます。

X_SとX_Aは 容量性と誘導性の両方があるため、それらは互いに打ち消し合う場合があります。R_SとR_Aの和が小さい場合、スペクトル上でピークが観察されます。

図3に、デュアル・アクティブ・ブリッジコンバータのソースインピーダンスとアンテナインピーダンスの測定結果を示します。X_SとX_Aの曲線は4回交差します。X_SとX_Aは、逆位相の場合にのみ互いに打ち消し合います (図3のポジション①と②)。さらに、ポジション②でのRAは非常に大きいので (約1000Ω)、この時点では共鳴スパイクが発生する可能性は低いです。対照的に、ポジション①でのR_Aは約100Ωしかありません (ポジション①の周波数は約167MHz)。

図3 : デュアル・アクティブ・ブリッジコンバータのソースインピーダンスとアンテナインピーダンス

図4にK_IとK_Eの曲線を示します。

図4: K_IとK_Eの計算

図5は、測定されたI_Aと放射EMIのスペクトルを示しています。

図5 : 測定されたCM電流と放射EMIスペクトル

167MHzでは、X_SとX_Aによる共振スパイクが観察され、お互いに打ち消しあい、R_S ＋ R_Aは小さくなります。実験結果でもこれらの結果を検証できます。

放射EMIに対するCMインダクタの影響と設計方法

入力または出力端子にCMインダクタを追加することは、放射EMIを抑制する一般的な方法です。インダクタの高周波モデルでは通常、等価静電容量 (C_P) と等価抵抗 (R_P) の影響を考慮する必要があります (図6参照)。

図6 : インダクタンスを考慮したCMインダクタンスと放射モデル

放射モデルを単純化するために、インダクタモデルは抵抗 (R_CM) とリアクタンス (X_CM) の直列形式として表すことができます。インダクタモデルを図2bに示すモデルに適用すると、図6のCMインダクタンスと放射モデルが得られます。周波数によるR_CMとX_CM両方の変化に注意してください。この場合、式 (3) と (4) からK_IとK_Eを修正して、CM電流係数 (K_{I_CM}) とCM電界強度係数 (K_{E_CM}) を計算する必要があります。

K_{I_CM}は式 (5) で計算できます。

K_{E_CM}は式 (6) で計算できます。

CMインダクタは放射線に対して3つの影響を与えます。

1. 放射EMIスペクトルの共振周波数がシフトする。
2. 係数の抵抗 (R_S + R_A + R_CM) が増加する。
3. 係数のリアクタンス (X_S + X_A + X_CM) が変化する。

リアクタンスと抵抗は、以下でさらに詳しく個別に分析します。

インダクタのリアクタンス

インダクタのリアクタンスはプラスまたはマイナスになります。自己共振周波数 (f_CM) を下回る場合、インダクタは誘導性の動作を示します (X_CMはプラス)。 fCM を上回る場合には容量性の動作を示します（XCMはマイナス）。f_CMは式 (7) で推定できます。

元の共振周波数 (167MHz) でのX_CMを考えてみましょう。X_CMがマイナス (容量性) の場合、新しい共振周波数が増加します。X_CMがプラス (誘導性) の場合、新しい共振周波数は減少します。大きさ (V_S) は通常、周波数が増加すると減少するため、この周波数での放射電流が小さくなるように共振周波数を増加することをお勧めします。したがって、元の共振周波数でX_CMがマイナスであることを確実にするには適切なインダクタの選択が重要です。

インダクタを追加して新たな共振スパイクを防ぐことも重要です。アンテナのインピーダンス (X_A) は容量性であり、共振周波数がf_CMより低い場合、X_CMは誘導性を維持します。インピーダンスの交差とその結果として生じる共振スパイクを回避するために、X_CMは、X_Aより小さい必要があります。

インダクタ抵抗

R_CMはf_CMで最大値になります。スパイクを回避するには、f_CMが新しい共振周波数にできるだけ近い値になるように、インダクタを選択します。

図7は、上記の基準を満たすCMインダクタのインピーダンス曲線を示しています。

図7 : CMインダクタのインピーダンス曲線

図8は、CMインダクタを追加する前後のK_IとK_EE曲線を比較しています。CMインダクタはK_IとK_Eを約13dBまで低減します。

図8 : CMインダクタ有無でのK_IとK_Eの比較

図9に回路内にCMインダクタがある場合とない場合の、I_A (左側) および放射EMI (右側) のテスト結果を示します。

図9 : CMインダクタの有無によるCM電流と放射EMIの比較

これらの結果は、CMインダクタを追加すると、以前のEMIスパイクを抑制できることを示しています。実際の結果もK_IとK_Eの変動と一致しています。CMインダクタを追加すると、167MHzのノイズはFCCクラスBの放射EMI規格を満たしますが、マージンは小さいです。30MHzでは、ノイズは依然として基準を上回っています。

放射EMIに対してYコンデンサを使用する場合の影響と設計方法

Yコンデンサなど、抑制用の他のフィルタ部品を考慮することもできます。EMIを抑制するもう1つの一般的な方法は、入力DCバスと出力DCバスの間にYコンデンサを接続することです。インダクタモデルと同様に、Yコンデンサモデルは等価直列抵抗 (ESR、R_Yとして表される) とリアクタンス (X_Y) の直列形式として表すことができます。(図10参照)。

図10 : Yコンデンサ容量を考慮した放射EMIモデル

一般に、YコンデンサのR_Yは小さく無視できる程度のものです。さらに、EMI ノイズは、Yコンデンサのインピーダンスがアンテナインピーダンスより大幅に小さい場合にのみバイパスできます。したがって、X_Y << X_Aのように仮定できます。これらの仮定の下では、修正された電流係数 (K_{I_Y}) と電界強度係数 (K_{E_Y}) が取得できます。

K_{I_Y}は式 (8) で計算できます。

K_{E_Y}は式 (9) で計算できます。

30MHzおよび167MHzでのEMI低減

30MHzと167MHzのEMIノイズをさらに抑制する必要があるため、これら2つの周波数帯域で解析を行います。

図3のインピーダンス曲線に基づくと、30MHzでX_A >>R_A、 X_SとR_Sです。K_{I_Y}とK_I (またはK_{E_Y}から観察できるK_E) を比較することで、Yコンデンサの挿入損失は式 (10) で計算されます。

EMIを効果的に抑制するには、挿入損失が1未満である必要があります。値が小さいほど、EMIに対する効果が優れていることを示します。これは、|X_Y| は|X_S| を下回り、そして |X_Y| はできるだけ小さくする必要があるという意味です。図3の測定結果によると、X_Yが30MHzで容量性である場合、挿入損失が1未満であるためには、その容量が86pFを超える必要があります。X_Yが30MHzで誘導性がある場合、挿入損失が1未満であるためには、そのインダクタンスは327nH未満である必要があります。

167MHzで、インピーダンス曲線は、R_A >> X_A、X_S、R_Sであることを示しています。単純化すると、挿入損失は式 (10) と一致します。同様の分析により、X_Yが167MHzで容量性である場合、その容量は30pFを超える必要があります。X_Yが167MHzで誘導性がある場合、そのインダクタンスは30nH未満である必要があります。

図11は、両方の周波数帯域の要件を組み合わせた2つの実現可能なYコンデンサとそのインピーダンス曲線を示しています。左側の青い曲線は100pFのYコンデンサを示し、右側の黒い曲線は470pFのYコンデンサを示します。30MHzでは、470pFコンデンサのインピーダンスが低くなり、EMI抑制に優れています。167MHzでは、100pFコンデンサの方が優れた性能を示します。

図11 : 100pF (青) および 470pF (黒) でのYコンデンサのインピーダンス

図12aは、K_IとK_E係数に対するさまざまなYコンデンサの影響の比較を示しています。100pFと470pFのYコンデンサは両方とも効果的にEMIを抑制できます。さらに、100pFのコンデンサは167MHzの周波数帯域で大きな効果があると同時に、470pFのコンデンサは30MHzの周波数帯域でより効果的です。これは、以前の理論解析とも一致しています。

図12bは、理論解析をさらに検証するEMI測定結果を示しています。異なるYコンデンサを使用すると、放射EMIは異なる周波数帯域でさまざまなレベルに減少しますが、この減少は予測結果と一致しています。これらの結果から、放射EMIの設計では、フィルタ要素を調整して特定の周波数帯域を抑制できることがわかります。

図12 : K_I、K_E、および放射EMIの比較

LCフィルタ設計の原則

インダクタとコンデンサのフィルタ部品の両方が回路内に存在する場合 (図13参照)、設計はインピーダンスミスマッチの原則に従う必要があります。ソースインピーダンスが小さい場合は、大きなインピーダンスを持つフィルタインダクタを直列に使用します。負荷インピーダンスが大きい場合は、インピーダンスの小さいバイパスコンデンサを並列に接続します。

図13 : インダクタとコンデンサの両方をフィルタ部品として使用した放射EMIモデル

結論

本稿では、放射EMIの基本モデルを検討し、放射EMIのスパイクの発生原理を紹介しました。次に、CMノイズがCMインダクタとYコンデンサによってどのような影響を受けるかを観察するために、デュアル・アクティブ・ブリッジコンバータについて検討しました。

伝導周波数帯域では、フィルタ要素の低周波特性が通常、EMIを抑制するために使用されます。放射周波数帯域では、EMI抑制をより効果的に達成するために、通常、フィルタ要素の浮遊パラメータが使用されます。

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