カーバッテリーフロントエンド保護用ダイオードコントローラを使用する
はじめに
もし、ジャンプスタート、車両メンテナンス、または修理中に車両のバッテリー端子が逆接続されていて、この故障状態に対処できないと、電子制御ユニット (ECU) の部品が損傷する可能性があります。さらに、通常の動作中は、カーバッテリーの電圧は一定ではなく、ISO 7637やISO 16750などのEMC規格によって規制されているいくつかの過渡試験で入力電圧 (VIN) が負になることさえあります。これらの変動は、フロントエンド保護が必要であることを意味します。
ショットキーダイオードとPチャネルMOSFET (P-FET) は、バッテリー逆接続保護および車載での電気過渡保護のための車載電源システム設計で広く使用されています。しかし、これらの従来のソリューションでは消費電力が大きく、熱効率が低下し、設計者がシステムのコストとスペース要件を満たすことがより難しくなります。
本稿では、逆極性ソリューションについて説明します。また、MPSのMPQ5850-AEC1という車のフロントエンド保護に使用できるスマートダイオードコントローラを例として使用し、従来のフロントエンド保護ソリューションと比較してコントローラを使用するメリットについて調べます。
フロントエンド保護用のショットキーダイオードの使用
ショットキーダイオードは、最も単純な逆極性保護回路図です (図1参照)。通常の動作時には、ダイオード (D1) は順方向に導通します。逆電圧が印加されると、D1は導通を停止します。
図1: 逆極性保護用ショットキーダイオードの使用
ダイオードの一定で大きな順方向電圧降下のため、通常の動作電流が増加すると、ダイオードの消費電力も比例して増加し、熱性能が低下します。このため、ショットキーダイオードソリューションは通常、低電流条件でのみ使用されます。時間経過で、より良い戦略が開発されるので、大きな逆漏れと古いアーキテクチャにより、ショットキーダイオードでシステム要件を満たすことはより難しくなります。
フロントエンド保護用のPチャネルダイオードの使用
低電力損失用の小さな電圧降下により、産業用および車載アプリケーションでは逆極性保護にP-FETを使用するのが一般的です。図2はP-FET使用時の回路図を示しています。
図2: 逆極性保護用P-FETの使用
通常動作中に、電流はまずP-FETのボディダイオードに流れ、P-FETのソース (S) 電圧はバッテリー電圧 (VBATT) に近くなります。このとき、ゲート (G) 電圧は0Vです。これは、回路の出力でもあるP-FETのソース端に対して負の値です。この状況では、P-FET (Q1) が導通し、電流がドレイン (D) からソース (S) に流れます。このソリューションのツェナーダイオード (D1) は、ゲートソース間電圧 (VGS) が定格電圧を超えないように保護することができます。
システムが逆極性の条件下では、D1は順方向に導通し、VGSはたった約0.7Vです。次に、Q1がオフになり、逆極性電圧による損傷からシステムを保護します。
P-FETは、ゲートピンをLowにするだけで自己バイアスがかかります。つまり、P-FETはコールドクランクの性能が悪いということです (低VBATT動作)。過酷なコールドクランク時(VBATTが4Vを下回る場合)、P-FETの直列抵抗は劇的に増加します (図3参照)。これにより、P-FET全体の電圧降下が大きくなります。コールドクランク時に、P-FETがオフで、ゲートソース間のしきい値 (VTH) が高くなると、システムがリセットされることがあります。
図3: P-FETオン抵抗 vs. ゲートソース間電圧
ただし、P-FETを使用すると、特定の課題が発生する可能性があります。P-FETソリューションには、VGSがそのブレークダウン電圧 (BV) を超えないように、ツェナーダイオード (D1) と電流制限抵抗 (R1) で構成される保護回路が必要です。D1とR1の両方に漏れ電流があり、システムの静止電流 (自己消費電流) が増加します。また、AC入力電圧を追加すると、P-FETが完全にオンになり、電流が逆流します。これにより、電解コンデンサの充電と放電が繰り返され、過熱につながります。
フロントエンド保護用スマート理想ダイオードコントローラの使用
前述の従来の逆極性保護ソリューションは、低コスト、省スペース、高効率、汎用性など、新しいシステムに対する多くの要件を満たすことに苦戦しています。このような要求に応えるため、外付けNチャネルMOSFET (N-FET) を駆動するスマート理想ダイオードコントローラが開発されました。
N-FETはハイサイドに配置する必要があり、スマートダイオードコントローラICもハイサイドから電力を受け取ります。N-FETを駆動するには、内部供給電圧がバッテリー電圧 (VBATT) を超える必要があります。この電源電圧を生成するには、チャージポンプ経由または昇圧経由の2つの方法があり、両方について以下で説明します (図4参照)。
図4: スマートダイオードコントローラゲートドライブ方式
チャージポンプ
図5は、4つのスイッチ (S1、S2、S3、およびS4) を使用したチャージポンプ方式の動作原理を示しています。CTは充放電速度が速い低値コンデンサ、CCPは大きな負荷容量の高い値のコンデンサです。クロックのパルス幅変調 (PWM) 信号がHighの場合、S3とS4は導通し、内部ソースがCTTを充電します。PWM信号がLowの場合、S3とS4がオープンし、S1とS2が導通して、チャージポンプコンデンサ (CCP) がCTによって充電されます。
図5: 内部チャージポンプ回路
したがって、S1とS2 (およびS3とS4) を頻繁に切り替えることで、CTの電荷を連続的にCCPに伝達することができます。また、CCPのマイナス端子はバッテリー電圧 (VBATT) に接続されているため、VBATTを超える電圧でN-FETを駆動することができます。
チャージポンプは効率が低く、駆動電流能力も弱く、通常は10mAから30mAのプルアップしかできません。VBATTが急速に変動すると (図6のISO 16750-2での重畳入力高周波AC信号の間など)、ゲートドライブパルス損失やゲートドライブパルスが常時オンになるなどの異常現象が発生しやすくなります。
図6: ISO 16750-2重畳交流電圧
ゲートドライブパルスが失われると、N-FETはオフのままで、電流はボディダイオードによって伝導され、大量の熱損失が発生します。ゲートドライブパルスが常時オンの場合、N-FETはオンのままで、出力電解コンデンサ (COUT) は繰り返し充電と放電を行い、過熱につながる場合があります。
また、チャージポンプにはインダクタはありませんが、チャージポンプ回路は低効率のため非常に高い動作周波数 (fSW) を必要とする容量性スイッチング電源です。通常、CTの統合容量は小さく (pF範囲内)、CCPの外部容量は大きくなります (µF範囲内)。そのため、チャージポンプのfSWは10MHzを超えることが多く、EMIの問題と高い自己消費電流につながる可能性があります。
要約すると、チャージポンプソリューションは全体的なBOM要件が低く、コストを削減できますが、低電流アプリケーションにのみ推奨され、大電力アプリケーションに対して十分な容量がありません。
昇圧コンバータ
図7は、昇圧コンバータソリューションの動作原理を示しています。S1が導通している場合、インダクタはVBATTによって充電され、インダクタ電流が増加します。インダクタ電流 (IL) が固定ピーク電流しきい値に達すると、S1はオープンになります。ILはダイオード (D1) を流れ続け、コンデンサ (C1) を充電します。C1の電圧がVBATTを超えると、N-FETのゲートがHighに駆動されます。
図7: 内部昇圧回路
昇圧コンバータを使用して外付けN-FETを駆動する場合、昇圧コンバータの効率は比較的高くなります。このコンバータは、より大きな駆動電流容量 (100mAを超える) と、より高速な入力障害応答を提供することができます。そのため、高電力アプリケーションには昇圧コンバータを内蔵したスマートダイオードコントローラソリューションが推奨され、優れたVINの整流効果も実現できます。
また、昇圧コンバータは固定ピーク電流モード制御を使用しています。つまり、負荷が軽いほどfSWが低くなります。N-FETはわずかな電流しか消費しないため、fSWが非常に低く、EMIの問題がほとんどないソリューションになります。
新しいスマート理想ダイオードソリューション
MPSは、大電流、高速応答、小型フットプリントに対するフロントエンドの要求に応えて、車のフロントエンド保護に使用できるMPQ5850-AEC1を開発しました (図8参照)。
図8: MPQ5850-AEC1と代表的なアプリケーション回路
MPQ5850-AEC1は、外付けN-FETを駆動して、逆入力保護用のショットキーダイオードを置き換えられるスマート理想ダイオードコントローラです。デバイスは内部昇圧を搭載しており、VBATTが低くても外付けN-FETをオンにする昇圧電圧を提供します。図9は、デバイスの機能ブロック図を示します。
図9: MPQ5850-AEC1機能ブロック図
MPQ5850-AEC1は、外部N-FETのゲートを変調することにより、ソースドレイン間電圧 (VSD) を20mVに調整することができます。デバイスの20mV超低ドロップアウトは電力損失を最小にし、小さな負の電流を簡単に検出可能にします。
また、4μAのシャットダウン電流と30μAの自己消費電流により、バッテリー駆動アプリケーションにも理想的なデバイスになります。MPQ5850-AEC1は、超高速過渡応答のための強力なゲート駆動能力 (170mAプルアップおよび430mAプルダウン) を備えており、クラス4の負パルスおよび100kHz入力を重ね合わせた高周波AC信号などの厳しいISO 16750 および ISO 7637要件に適合しています。図10にいくつかのテスト波形を示します。
図10: MPQ5850-AEC1のマイナスパルスおよび同時入力テスト波形
MPQ5850-AEC1の内部回路は、VBATTではなくドレイン電圧 (VDRAIN) によって駆動されます。VDRAINが低電圧誤動作防止機能 (UVLO) しきい値を超えると、厳しいコールドクランク状態でVBATTが0Vに低下しても、MPQ5850-AEC1は正常に動作します。
VDRAINがUVLOしきい値を下回ると、リザーバコンデンサの電圧がUVLOスレッショルドを下回るまで、デバイスはゲートピンをソースピン (N-FETのソースでもある) にプルダウンします。これにより、コールドクランク状態などの一時的な低電圧過渡時の順方向電圧降下を最小限に抑えることができます。図11は、コールドクランクテスト波形を示します。
図11: MPQ5850-AEC1のコールドクランクテスト波形
また、MPQ5850-AEC1はオープンドレインのパワーグッド (PG) 信号ピンを搭載しており、昇圧コンデンサがレギュレーション外である、17μs以上の過電流 (OC) 状態がアクティブ、またはデバイスがディセーブルであるなどの特定の状態を示します。一方、内部昇圧は低周波数の固定ピーク電流モードコントローラを使用するため、MPQ5850-AEC1は優れたEMI性能を発揮します (図12参照)。
図12: MPQ5850-AEC1 CISPR 25 クラス5 CEおよびRE EMI性能
概要
フロントエンド保護のために、ショットキーダイオードは低コストでシンプルな回路で低電流アプリケーションに使用できます。ただし、電流が増加すると、ソリューションの電力および熱損失もますます深刻になります。大電流の場合は、MOSFET回路を代わりに使用できますが、特定のアプリケーション条件に基づいてP-FETまたはN-FETを選択する必要があります。P-FETは低電圧では使用できず、入力整流もできません。
N-FETを使用する2つの方法では、チャージポンプドライブソリューションは全体的なBOM要件が低く、コストを削減できます。しかし、そのEMC性能は低く、車載USB電源装置用の高電力充電モジュールなどの低電流アプリケーションに適しています。MPQ5850-AEC1などの昇圧コンバータソリューションは、強力な駆動能力と優れたEMC性能を提供します。このソリューションは、車載用ドメインコントローラやオーディオシステムなどの高電流で高性能な環境に最適です。
表1に、上記のさまざまなソリューションを示します。
表1: フロントエンド保護ソリューションの比較
| ショットキーダイオード | P-FET | チャージポンプ | MPQ5850 (昇圧) | |
| 速度 | 非常に速い | 非常に遅い | 遅い | 速い |
| 電圧降下 | 電圧降下 | 中程度 | 低い | 低い |
| ソリューションサイズ | 小さい | 大きい | 小さい | 小さい |
| 最小コールドクランク電圧 | 0V | サポートなし | 3V | 0V |
| EMI | いいえ | いいえ | 潜在的なリスク | 非常に低い |
結論
本稿では、車載用バッテリーのフロントエンド保護、特に逆極性を提供するために使用できる4つの可能なソリューションを比較しました。アプリケーションのニーズに応じて、ショットキーダイオード、PチャネルMOSFET、またはNチャネルMOSFETを備えたスマートコントローラなど、これらのオプションのいずれかを選択すると便利です。MPQ5850-AEC1などのスマートコントローラを使用することで、効率を向上させ、EMIを最小限に抑え、過酷な条件下 (コールドクランク状態や入力が重畳した高周波AC条件など) で動作すると同時に、完全なソリューションを実現できます。設計要件を満たすことができる、MPSの車載グレード・スマートコントローラの広範なポートフォリオをご覧ください。
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