CISPR 25 クラス5で車載用ステップダウンコンバータのEMC特性を定義づけるスイッチノード波形

Ralf Ohmberger

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MPQ4326-AEC1は設定可能な周波数 (200kHz～2.5MHz)、同期整流、ステップダウンスイッチングレギュレータで、ピーク電流モード制御により最大6Aの高効率出力電流 (I_OUT) を提供します。この標準コンバータは、効率とシングルスペクトラム拡散変調用に最適化されています。シングルスペクトラム拡散により、一定のスイッチング周波数 (f_SW) に比べてCISPR 25 クラス5の通過を簡素化します。

MPQ4371-AEC1は 低ノイズQuiet-FET^TMを搭載して、6A～11AのI_OUT範囲を提供する高度なスイッチング技術を備えた同期整流ステップダウンコンバータです。また、デュアル周波数スペクトラム拡散 (FSS) 変調と遅延ゼロのパルス幅変調 (ZDP™) を提供し、高速な負荷ステップ応答を実現します。このコンバータは、高効率を維持しながらEMC動作を最適化し、デュアルFSS変調と連携して放射性エミッション (RE) をさらに削減します。

スイッチノード測定

スイッチノード波形を使用して、MPQ4323M-AEC1、MPQ4326-AEC1、およびMPQ4371-AEC1間のEMC特性を比較できます。図1は、アクティブ電圧プローブを使用したEVQ4323M-G-00A上のスイッチノード測定結果を示しています。

図1: アクティブ電圧プローブを使用したEVQ4323M-G-00Aのスイッチノード測定

スイッチノード電圧波形の立ち上がり時間と立ち下がり時間は通常、700ps～2nsです。これには、電圧プローブの先端に約1GHzの最小オシロスコープ帯域幅が必要です。電圧は、必要な帯域幅を持つアクティブプローブまたはパッシブプローブで測定できます。

どちらのバリエーションでも、スイッチノードで測定されるリンギングに長いプローブのアース接続によって追加のリンギングが含まれないように、PCB へのアース接続はできるだけ短くする必要があります。

図2は、EVQ4323M-G-00Aのスイッチノード測定における正しい電圧プローブ先端の位置を示しています。 GNDチップをICのPGNDピンのできるだけ近くに接続し、プローブ入力チップをICのスイッチノードピンのできるだけ近くに接続します。0.7pFの入力容量を持つアクティブプローブチップを、取り外し可能な金メッキ測定チップを介して部品パッドに直接はんだ付けします。

図2: EVQ4323M-G-00Aのスイッチノード測定のプローブ先端位置

ヒストグラムと時間的傾向

図3は、MPQ4371-AEC1のスイッチノード電圧 (黄色のトレース)、f_SWヒストグラム (ピンクのトレース) と時間的傾向 (オレンジのトレース) を示しています。

図3: MPQ4371-AEC1のデュアル周波数スペクトラム拡散

オシロスコープは、400μsの期間にわたる各トリガーイベントのスイッチノード電圧を測定し、各スイッチングサイクルの周波数を計算します。計算された各周波数はヒストグラムに蓄積されます。このテストの合計時間は約10分です。最後のトリガーイベントの場合、測定された周波数はf_SWと時間の時間的傾向として表されます。

図3の測定された周波数は、MPQ4371-AEC1データシートからのf_SWと時間の関係性を検証しています。時間的傾向の波形は、指定されたデュアル周波数スペクトラム拡散変調周波数15kHzと120kHzを確認します。ICの適切な動作を検証することにより、これらの周波数はCISPR 25 クラス5測定用の予想されるf_SWの値の概要を提供します。

電圧波形

MPQ4371-AEC1のスイッチノード電圧波形は、アクティブプローブを使用して測定されます。図4は、MPQ4371-AEC1の立ち上がりエッジと立ち下がりエッジを示しています。両方の波形は、立ち上がりと立ち下がりが交互になるトリガーによってオシロスコープ上で重なります。立ち上がりエッジの立ち上がり時間は922ps、ステップ応答は273MHzの共振周波数と3.2Vのピークツーピーク電圧です。

図4: MPQ4371-AEC1 のスイッチノード電圧波形

MPQ4371-AEC1のQuiet-FET™ テクノロジーにより、過剰なリンギングを発生させずに高速回転エッジを組み合わせることができます。Quiet-FET™ テクノロジーはスナバ抵抗やブートストラップ抵抗 (R_BST) のように効率を大幅に低下させることはなく、代わりに最小2ステップ連続スイッチング動作を使用して内部MOSFETをオンにします。

共振周波数は、寄生ホットループインダクタンスと静電容量によって決まります。等価ホットループ直列インダクタンス (ESL) は次のように定義されます。

• 100nF、0603サイズのMLCCのESL
• ハイサイドMOSFET (HS-FET) およびローサイドMOSFET (LS-FET) のESL
• パッケージリードフレームのESL
• MLCCとICのVIN、およびPGNDピン間のPCBトレースのESL (約700pH/mm)

スイッチノード波形は、PCBホットループネットワークのシミュレーションを使用して予測することもできます。

周波数ドメイン

図5は、MPQ4371-AEC1のスイッチノード波形の高速フーリエ変換 (FFT) を示しています。平均420kHzのf_SWは384kHzと456kHz (緑色のマーカー) の間に分布しており、図3の測定されたヒストグラムに対応します。273MHzのスイッチノード共振周波数は、デュアル周波数スペクトラム拡散変調により250MHzと300MHz (赤いマーカー) の間に分布しており、図4に対応します。

図5: MPQ4371-AEC1の測定されたスイッチノード電圧の高速フーリエ変換

CISPR 25 クラス5用の放射エミッション (RE) アンテナ

CISPR 25 クラス5の垂直モノポール、バイコニカル、対数周期アンテナの測定を分析できます。図6は、ピークCISPR25 (青色) と平均CISPR25 (黄色) での放射スイッチングインダクタンスを示しています。ここで、アナライザの分解能帯域幅 (R_BW) = 9kHz、fSW = 420kHz、入力電圧 (V_IN) = 13.5V、出力電圧 (V_OUT) = 3.3V、および負荷電流 (I_LOAD) = 2.5Aです。デュアルFSS変調は、REを制限値未満に維持するのに役立ちます。

図6: CISPR 25 クラス5に合格するMPQ4371-AEC1の垂直モノポールアンテナ測定

図7は、ピークCISPR25 (青色) と平均 CISPR25 (黄色) での放射オブジェクト (ハーネスや PCB 上の放射トレースなど) を示しています。ここで、R_BW = 120kHz、f_SW = 420kHz、V_IN = 13.5V、V_OUT = 3.3V、およびI_LOAD = 2.5Aです。

図7: CISPR 25 クラス5に合格するMPQ4371-AEC1のバイコニカルアンテナ測定

図8は、ピークCISPR 25 (青色) と平均CISPR 25 (黄色) における250MHzと300MHzの間のスイッチノードの共振周波数 (図4と図5に対応) を示しています。ここで、R_BW = 120kHz、f_SW = 420kHz、V_IN = 13.5V、V_OUT = 3.3V、およびI_LOAD = 2.5Aです。250MHz～300MHz の共振周波数幅を超えるREはありません。

図8: CISPR 25 クラス5に合格するMPQ4371-AEC1のログ定期アンテナ測定

図9は、ピークCISPR 25 (青色)、平均CISPR 25 (黄色)、およびノイズレベル (灰色) でのRE 内の1.2 GHzスイッチノード共振周波数を示しています。ここで、R_BW = 120kHz、f_SW = 2.2MHz、V_IN = 13.5V、V_OUT = 3.3V、およびI_LOAD = 2.5Aです。

図9: CISPR 25 クラス5に合格するMPQ4323M-AEC1のログ定期アンテナ測定

MPQ4323M-AEC1のスイッチノード波形

MPQ4323M-AEC1に統合された100nFホットループMLCCは、内部寄生インダクタンスを低減し、共振周波数をより高い値にシフトし、共振振幅を低減します。図10は、低内部寄生インダクタンスと組み合わせた、高速回転の最先端のスイッチングコンバータの例を示しています。これにより、スイッチノード波形が向上し、REが減少します。

図10: MPQ4323M-AEC1のスイッチノード波形

2層PCB上のスイッチノードの例

図11は、同じ2層PCBにはんだ付けされた2つの異なるステップダウンコンバータを示しています。左の曲線は、2層PCB上で周波数スペクトラム拡散変調を備えたMPQ4326-AEC1を示し、スイッチノード共振は450MHzです。右の曲線は、FSS変調と320MHz共振のない準最適なセットアップでのステップアップコンバータを示しています。2つのコンバータは、同じPCB上で同じ外部部品を使用して比較されます。

図11: 2層PCB上のステップダウンコンバータのスイッチノード比較

準最適なセットアップのステップダウンコンバータは、立ち上がりエッジ (赤い矢印) で望ましくない共振を示します。これは、HS-FETとLS-FETの間にタイミング差があることを意味します。この共振は、4層PCBの代わりに2層PCBを使用することによって発生します。4層PCBと比較して、2層PCBレイアウトではホットループ内の寄生インダクタンスが大きくなり、共振振幅が増大し、スイッチノードの共振の位置が変化します。両方のコンバータで振幅の増加が観察されます。さらに、2層PCBには最上層の直下に重要な固体グランド層がないため、共振振幅が大きくなり、REが強くなります。

2層PCB上の降圧コンバータの高速フーリエ変換 (FFT)

図12は、図11のMPQ4326-AEC1 (FSS変調あり) と準最適なセットアップ (FSS変調なし) によるステップダウンコンバータのスイッチノード電圧波形のFFTを示しています。

図12: MPQ4326-AEC1 (FSS変調あり) および準最適なセットアップによる降圧コンバータ (FSS変調なし) のスイッチノード電圧波形の高速フーリエ変換

MPQ4326-AEC1は周波数スペクトラム拡散変調を使用しますが、凖最適なセットアップによるステップダウンコンバータは定数f_SWに設定されます。通常、FSS変調では基本波と高調波が低くなります。FSS変調と固定周波数のどちらが有利かは、アプリケーションの要件によって異なります。ただし、FFTでは2つの方法の違いがわかります。

MPQ4326-AEC1のFFTは450MHzでスイッチノードの共振を示し、準最適セットアップのステップダウンコンバータは320MHzでスイッチノード共振を示します。これらのスイッチノードの共振周波数は、CISPR 25 クラス5の測定で確認できます。

結論

本稿では、 MPQ4323M-AEC1、MPQ4326-AEC1、およびMPQ4371-AEC1車載用ステップダウンコンバータを例として挙げ、スイッチノードの電圧波形と周波数ドメインの関係を分析しました。スイッチノードの波形を理解すると、CISPR 25 クラス5測定のPCBの動作を予測できるようになります。測定された共振周波数はRE測定に反映され、共振周波数を抑制するためのEMCフィルタ設計の向上が可能になります。さらに、スイッチノードの波形を理解することで、予想される周波数幅の障害を早期に評価することができます。これにより、アプリケーションの仕様に応じて適切なステップダウンコンバータを見つけ、EMCフィルタの部品選択を簡素化することで開発時間を短縮し、コストを削減できます。詳細については、AEC-Q100認定のMPSのスイッチングコンバータとコントローラの堅牢な製品ラインアップをご覧ください。

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