超広範な入力電圧幅をもつフライバックの設計方法
はじめに
現代のテクノロジーでは、フライバックコンバータは、補助電源を必要とする家庭用および産業用アプリケーションで最も広く使用されているトポロジーの1つです。フライバックトポロジーは非常に普及しているため、設計者は、しばしば、非常に広い入力電圧 (VIN) 範囲に対応する、統一された単一の設計を作成しようとします。このタイプの設計により、長期的な検証の問題を回避しながら、フライバックを最大限に活用できます。
本稿では、正確な定電圧と定電流を提供する低電力アプリケーション向けの一次側レギュレーション (PSR) コントローラである、MP023を使った超広範な入力電圧幅をもつフライバックの設計方法について説明します。本稿では、実際の例としてMP023を使用し、広い入力電圧範囲で動作しながらACおよびDC電圧を受け入れる15W / 5Vフライバックの結果を紹介します。
MP023: 一次側制御フライバックコントローラ
MP023は、フォトカプラや二次フィードバック回路を必要とせず、最適な総合的レギュレーションを提供するオフラインの一次側コントローラです。
MP023の可変オフタイム制御により、フライバックコンバータが不連続導通モード (DCM) で動作できるようになります。MP023の電流制限と最大の二次側デューティサイクルは設定可能で、出力電流 (IOUT) を簡単に設定できます。図1は、MP023の代表的なアプリケーション回路を示します。
図1: MP023の代表的なアプリケーション
内部の高電圧起動電流源と省電力技術により、無負荷時の消費電力は30mW未満に制限されます。保護機能には、VCC低電圧誤動作防止機能 (UVLO)、過負荷保護 (OLP)、過熱保護 (OTP)、開ループ保護 (OCkP)、および過電圧保護 (OVP) が含まれます。
フライバックコンバータのフローチャート設計
超ワイドなVIN幅をもつフライバックコンバータの設計には、多くの重要な設計上の決定とトレードオフが関係しています。次のセクションでは、設計プロセスの各ステップについて説明します。
図2はフライバックコンバータの設計フローチャートを示しています。
図2: 制御ループ設計フローチャート
フライバックコンバータの設計プロセスと計算
ステップ1: 設計入力
入力パラメータが定義されたら、コンバータ全体を設計します。これらのパラメータには、入力電圧 (VIN)、出力電圧 (VOUT)、出力電流 (IOUT)、動作モード、スイッチング周波数 (fSW)、二次側デューティサイクル、推定効率、フィードバック (FB) 最大サンプリング時間、二次側FETの順方向電圧、およびIC電源電圧が含まれます。
表1は、本稿で説明した回路の設計入力の概要を示しています。この場合、AC入力とDC入力の両方を受け入れることにより、入力電圧は85VAC～576VAC、または90VDC～ 815VDCの範囲になります。
表1: 設計入力の概要
| 設計入力 | 値 |
| 最小入力電圧 (VIN_MIN) | 85VAC (または90VDC) |
| 最大入力電圧 (VIN_MAX) | 576VAC (または815VDC) |
| 出力電圧 (VOUT) | 5V |
| 出力電流 (IOUT) | 3A |
| 動作モード | DCM |
| スイッチング周波数 (fSW) | 50kHz |
| 二次側デューティサイクル (D’MAX) | 40% |
| 推定効率 (η) | 85% |
| 整流器MOSFET順方向電圧 (VF) | 0.1V |
| IC電源電圧 | 12V |
MP023は出力ケーブル補償機能を備えており、CPピンに接続された抵抗または容量に応じて二次側のデューティサイクルが特定の値に制限されます。MP023のデータシートによると、1µFのコンデンサをMP023のCPピンに接続すると、二次側デューティサイクルが40%に制限されます。
結果が現実的であることを保証するために、コンバータの推定効率は、低電力フライバックコンバータの一般的な値である比較的低い値 (約85%) に定義されています。このアプリケーションでは、IOUTは3Aと定義されています。同期整流器コントローラ（例: MP6908A) は、効率を向上させ、熱問題を軽減するために、二次側MOSFETと共に使用されます。
ステップ2: 必要な巻数比を選択するための計算
二次側の最大オンデューティ制限により十分なIOUTを提供するために、指定されたVIN_MINに従って最大巻数比(n)を計算します。最大巻数比は式(1)で計算できます。
$$\begin{align*} n &< \left(1 - D'_{\text{MAX}}\right) \times V_{\text{DC}} / \left(V_{\text{OUT}} + V_F\right) \times D'_{\text{MAX}} \\ &\rightarrow n < \left(1 - 0.4\right) \times 90 / \left(5 + 0.1\right) \times 0.4 \\ &\rightarrow n < 26.47 \end{align*}$$VIN_MINで最大電力を供給するための最大巻数比を計算した後、nを選択します。最大巻数比は、二次側MOSFETの二次側RMS電流と最大逆電圧の妥協点です。
この使用例では同期整流を利用しているため、二次側MOSFETの逆電圧が重要です。低電圧MOSFETはコスト効率が良く入手しやすいからです、この設計では、15の最大巻数比が選択されました。この選択についてはステップ5で検証します。
次に、スイッチングサイクルの後半に一次巻線が受ける出力反射電圧 (VW) を計算します。VWは、式(2)で推定できます。
$$V_w = n \times (V_{\text{OUT}} + V_F) = 15 \times (5 + 0.1) = 76.5V$$VWは、プライマリMOSFETの最大逆電圧を計算するときに重要です。
ステップ3: 必要な磁化インダクタンスを選択するための計算
補償器の受動素子はコントローラ内部にあるため、MP023はループゲインシステム (フライバックコンバータおよび内蔵された補償器) を閉じるために供給される補助電圧をサンプリングできます。FB最大サンプリング時間は、コントローラが補助電圧をサンプリングして調整する時間を定義します (図3参照)。
図3: FB電圧サンプリングポイント
MP023によれば、二次MOSFETの最小オン時間 (tS_ON) は式(3)の要件を満たす必要があります。
$$t_{\text{S_ON}} = I_{\text{PK}} \times \frac{N_{\text{S}} \times L_{\text{M}}}{(V_{\text{OUT}} + V_{\text{F}}) \times N_{\text{P}}} > t_{\text{FBS_MAX}} + t_{\text{FBS_SD}}$$ここで、tFBS_MAXはFBの最大サンプリング時間であり、tFBS_SDはFBサンプリング期間です。
磁化インダクタンスとそのピーク電流値を計算するには、モードを考慮します。この場合には、MP023はDCMで動作するため、出力電力 (P) は式(4)で推定できます。
$$P = \eta \times \frac{1}{2} \times L_{M} \times I_{PK}^2 \times f_{SW}$$式(3)と式(4)を考慮すると、最小磁化インダクタンスは式 (5) で計算できます。
$$L_{\text{M_MIN}} > \left( \frac {(t_{\text{FBS_MAX}} + t_{\text{FBS_SD}}) \times N_{PS} \times (V_{\text{OUT}} + V_F) \times \sqrt{f_{SW}}} {\sqrt{2 \times P_{OUT}}} \right)^2$$式(5)は式(6)のように簡略化できます。
$$L_{\text{M_MIN}} > \left( \frac{(3.5 \times 10^{-6} + 330 \times 10^{-9}) \times 15 \times (5 + 0.1 ) \times \sqrt{50 \times 10^3}} {\sqrt{2 \times 5 \times 3}} \right)^2 \rightarrow L_{M} > 143.1 \mu H$$アプリケーションに必要な最小磁化インダクタンスを計算した後、固定された最大二次側デューティサイクルによって制限される最大値を計算します。LM_MAXは式(7)で計算できます。
$$L_{\text{M_MAX}} < \left( \frac {(-D'_{\text{MAX}} \times \frac{1}{f_{SW}}) \times N_{PS} \times (V_{\text{OUT}} + V_F) \times \sqrt{f_{SW}}} {\sqrt{2 \times P_{OUT}}}\right)^2$$これは式(8)のように簡略化できます。
$$L_{\text{M_MAX}} < \left( \frac {(0.4 \times \frac{1}{50 \times 10^{3}}) \times 15 \times (5 + 0.1) \times \sqrt{50 \times 10^{3}}} {\sqrt{2 \times 5 \times 3}} \right)^2 \rightarrow L_{M} < 624.24 \mu H$$したがって、磁化インダクタンスは143.1µH～624.24µHの範囲でなければなりません。しかし、LMは、RMS電流とトランスのサイズとの間のトレードオフです。二次側デューティサイクルを制限せずに最大電力を達成するには、最大計算値の60%～80%の間でトランスを使用することをお勧めします。この例では、400µHの磁化インダクタンスが使用されます。
トランスの値を選択したら、式(9)を使用してピーク電流を計算します。
$$I_{PK} = \sqrt{\frac{2 \times P_{OUT}}{\eta \times L_{M} \times f_{SW}}} = \sqrt{\frac{2 \times 5 \times 3}{0.85 \times 400 \times 10^{-6} \times 50 \times 10^3}} = 1.328A$$このアプリケーションは超広範なVINを持つように設計されているため、高いVINでの最小オン時間が最新ブランキング時間を上回るようにすることが重要です。ブランキング時間とは、最初のスイッチングサイクル中に、シュートスルーによる短絡保護 (SCP) のアクティブ化を回避するためにコントローラの内部コンパレータがオフになる時間です。
最小オン時間 (tON) は式(10)で推定できます。
$$t_{ON} = I_{PK} \times \frac{L_{M}}{V_{IN}} = 1.328 \times \frac{400 \times 10^{-6}}{815} = 652\,ns > 380\,ns$$この計算によれば、選択された磁化インダクタンスはアプリケーションに適しています。
ステップ4: シャント抵抗器の計算
ピーク電流値が計算されたら、ピーク電流制御ループを正しく閉じるようにシャント抵抗を設計します。
MP023のデータシートによると、電流を感知するための最悪の最小電圧制限は0.464Vです。シャント抵抗 (RSHUNT) は式(11)で計算できます。
$$R_{\text{SHUNT}} = \frac{V_{CS}}{I_{PK}} = \frac{0.464}{1.328} = 0.35 \Omega$$設計者は、自身の電力消費に耐えられるシャント抵抗器を選択する必要があります。一次RMS電流は式(12)で推定できます。
$$I_{\text{P_RMS}} = I_{PK} \times \sqrt{\frac{D}{3}} = I_{PK} \times \sqrt{\left(\frac{I_{PK} \times L_{M} \times f_{SW}}{V_{IN}}\right) \div 3} = 1.328 \times \sqrt{\left(\frac{1.328 \times 400 \times 10^{-6} \times 50 \times 10^{3}}{90}\right) \div 3} = 0.417A$$この使用例では、消費電力は約61mWです。
ステップ5: 一次側MOSFETの計算
ステップ5では、アプリケーションに適した一次側MOSFETを選択します。最大ピーク電流とRMS電流が計算されたら、式(13)を使用してMOSFETが耐えなければならない最大電圧を計算します。
$$V_{\text{DS_MAX}} = (V_{\text{IN_MAX}} + V_w + 20\% \times \text{Margin}) = (815 + 76.5) \times 1.2 = 1070V$$この使用例では、最大逆電圧が1200Vの一次側MOSFETが必要です。
ステップ6: 整流器MOSFETの計算
一次側MOSFETの計算と同様に、同期整流器の最大逆電圧は式(14)で推定できます。
$$V_{\text{DS_MAX}} = V_{OUT} + \frac{V_{IN_{\text{MAX}}}}{n} + 40\% \times \text{Margin} = \left(5 + \frac{815}{15}\right) \times 1.4 = 83V$$したがって、最大逆電圧が120V～150Vの整流 MOSFETが必要になります。
最適な整流MOSFETを選択するには、二次RMS電流も重要です。二次RMS電流 (IS_RMS) は式(15)で計算できます。
$$I_{\text{S_RMS}} = I_{\text{PK_S}} \times \sqrt{\frac{D'}{3}} = I_{PK} \times n \sqrt{\frac{D'}{3}} = 1.328 \times 15 \times \sqrt{\frac{0.4}{3}} = 7.27A$$この計算を念頭に置くと、オン抵抗 (RDS(ON)) が低い整流MOSFETがこのアプリケーションには必要です。
ステップ7: トランスの設計
ステップ7はトランスに関することです。トランスの選択には、コア材料やコア形状など、多くの設計上の決定事項が関係します。この出力電力レベルと入力電圧の場合、サイズと有効面積の点でEF20 (E20/10/6) が適しています。
このトランスの一次側巻線数 (NP) は式(16)で推定できます。
$$N_P = \frac{L_M \times I_{PK}}{B_{MAX} \times A_E} = \frac{400 \times 10^{-6} \times 1.328}{0.275 \times 32.1 \times 10^{-6}} \approx 60$$fSWは50kHzなので、最大磁束密度0.3Tまで使用できるコア材 (N27やN97など) がいくつかあります。最小の一次巻数で選択した巻数比を達成するには、0.275Tの値を選択します。
一度NPが計算され、二次側巻線数 (NS) は式(17)で計算できます。
$$N_S = \frac{N_P}{n} = \frac{60}{15} \approx 4$$ICの電源電圧 (VCC)、補助巻数 (NAUX) は式(18)で推定できます。
$$N_{AUX} = \left(V_{CC} + 0.6\right) \times \frac{N_S}{V_{OUT}} = \left(12 + 0.6\right) \times \frac{4}{5} \approx 10$$これらの計算の結果、次の巻数比を持つトランスが作成されます: NP:NS:NAUX = 60:4:10.
最終設計
図4は、重要な部品の値が計算された後の回路の最終設計を示しています。
図4: 最終設計回路図
実験結果
上記の計算をすべて正確に確認するために、超広範な入力電圧幅をもつフライバックのプロトタイプを製造しました (図5参照)。
図5: 超広範な入力電圧幅をもつフライバックのプロトタイプ (入力フィルタなしのPCB)
このプロトタイプは、柔軟なPCBにするために入力フィルタなしで取付けられました。これは、異なる入力フィルタリング部品を持つ別のPCBに挿入することができます。
図6は、最小電圧でのコンバータの検証結果を示しています。青い線は、一次MOSFETのドレイン・ソース間電圧 (VDS)、ピンクのトレースはシャント抵抗器を通して感知された一次電流を示します。
図6: 最小入力電圧でのコンバータの検証
図7は、最小電圧でのコンバータの検証結果を示しています。青い線は、一次MOSFETのドレイン・ソース間電圧 (VDS) を示す。
図7: 最小入力電圧でのコンバータの検証
図8は、さまざまな入力電圧でのこの設計の効率の結果を示しています。
図8: 効率の結果
図8は、二次側で同期整流を使用しているため、コンバータの効率が非常に高いことを示しています。さらに、比較的低いゲート電荷容量を持つ一次側MOSFETを使用すると、高VINでのスイッチング損失が低減されます。
結論
広範なVINをもつフライバックの使用は、3相入力を必要とする多数の産業用アプリケーションに役立ちます。本稿では、MP023を使用しながらフライバック設計を最適化するための簡単な手順を紹介しました。これらの手順には、必要な巻数比、磁化インダクタンス、シャント抵抗の計算、および一次側MOSFETと二次側MOSFETの設計を最適化するための主要パラメータの選択が含まれます。本稿で説明した方程式の一貫性と実現可能性を実証するために、設計検証結果を提供しました。
MP023に加えて、MPSは多数の 一次側調整を備えたフライバックコンバータを提供しています。MPSの強力な製品ラインアップを調べて、設計ニーズを満たすソリューションを見つけましょう。
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