フライバックコンバータを7つのステップで設計する方法

図1 : フライバックコンバータ回路図

フライバックコンバータには 2つの動作フェーズ、t_ONとt_OFFがあります。これらのフェーズはMOSFETのスイッチング状態に基づいた呼称であり、なおかつそのスイッチング状態よって制御されています。

t_ONの間、MOSFETはオン状態にあり、入力から一次インダクタを通って電流が流れ、結合インダクタにリニアに給電します。t_OFFの間、MOSFETはオフ状態にあり、結合インダクタはダイオードを介して消磁し始めます。インダクタからの電流が出力コンデンサに給電し、負荷に電力を供給します。

フライバックコンバータの設計と部品の選択

フライバックコンバータの設計には、設計上の重要な決定とトレードオフが数多くあります。以下のセクションでは、シンプルなフライバックコンバータの設計プロセスの各ステップについて説明します。図2に設計フローを示します。

図2 : フライバックコンバータの設計フローチャート

フライバックコンバータの設計プロセスと計算

ステップ1 : 設計入力

設計入力は、エンドアプリケーションによって定義されるか、設計者によって選択されます。これらのパラメータには、入力および出力電圧、電力、リップル係数、および動作モードが含まれますが、これらに限定されません。表1に、本稿で説明する回路の設計入力の概要を示します。

設計入力	値
入力電圧 (VIN)	32V～78V
出力電圧 (VOUT)	12V
出力電流 (IOUT)	1A
操作モード	DCM
リップル係数 (KFR)	1
最大デューティサイクル (DMAX)	0.5
スイッチング周波数 (fSW)	160kHz
推定効率 (η)	80%

表1 : 設計入力の概要

不連続伝導モード (DCM) は、安定性の向上と効率の向上の理由で、このアプリケーションのために選択されました。これは、解のリップル係数が1であることを意味します。

最大デューティサイクルは50%に固定され、応力を最小限に抑え、MOSFETとダイオードを等しく利用します。スイッチング周波数は160kHzを選択しました。

計算をより現実的にするために、コンバータの推定効率を定義します。低電力フライバックコンバータの共通値であるため、効率は比較的低い (約80%) と推定します。

これらの入力をすべて考慮すると、設計者は初期要件のすべてを満たすコントローラICを選択する必要があります。この例ではMPSのMP6004を使用しました。MP6004は、DCMでのみ動作するフライバックコントローラです。また、一次側レギュレーションを備えているため、外付け部品数を減らすことができます。

ステップ2 : 最大一次インダクタンスを選択するための計算

最初の設計計算では、一次インダクタの最大値を求めることが目的です。さまざまな設計方法がありますが、この例で使用されるコンバータは常にDCMで動作します。式 (1) を使用して、一次インダクタの値 (L_P) を計算します。

$$L_P = \frac {η \times D_{MAX^2} \times V_{IN\_MAX^2}}{2 \times f_{SW} \times K_{FR} \times P_O} = \frac {0.8 \times 0.5^2 \times 32^2}{2 \times 160 \times 10^3 \times 1 \times 12} \approx 53μH$$

最悪のシナリオは、コンバータが最小入力電圧と最大デューティサイクルでフルパワーで動作する場合に発生します。式1で設計入力を適用することにより、最大インダクタンスの限界は53μHに決定されます。

次に、必要な巻数比 (nS1) が計算されます。これを行うには、最小VINと最大Dで同じ最悪のシナリオが適用されます。ダイオードの順方向電圧降下を追加して、計算をより正確にします。式 (2) でns1を推定します。

$$n_{S1} = \frac {V_{IN\_MIX} \times D_{MAX}}{(1- D_{MAX}) \times (V_O + V_D)} = \frac {32 \times 0.5}{(1-0.5) \times (12 + 0.7)} \approx 2.5$$

ステップ3 : MOSFETの計算

次のステップは、アプリケーションに適したMOSFETを選択することです。これを行うには、スイッチが耐える必要がある最大電流と電圧を計算します。式 (3) で最大電圧を計算します。

$$V_{DS\_MAX} = V_{IN\_MAX} + \frac {D_{MAX} \times V_{IN\_MIN}}{1-D_{MAX}} = 78 + \frac {0.5 \times 32}{1-0.5} = 110V + 20\% \space safety \space margin = 132V $$

コンバータの安全動作を保証するために、V_{DS_MAX}に 20% のセキュリティマージンが追加されていることに注意してください。式 (4) で最大電流を推定します。

$$I_{P\_PK} = \frac {P_{IN}}{D_{MAX} \times V_{IN\_MIN}} + \frac {D_{MAX} \times V_{IN\_MIN}}{2 \times f_{SW} \times L_{P\_MAX}} = \frac {12 \times \frac {1}{0.8}}{0.5 \times 32} + \frac {0.5 \times 32}{2 \times 160 \times 10^3 \times 53 \times 10^{-6}} = 1.88A $$

MP6004コントローラの仕様を見ると、MOSFETのV_{DS_MAX}は180V、最大電流は3Aです。これは、このコントローラICをこのアプリケーションで安全に使用できることを意味します。

ステップ4 : 整流ダイオードの計算

このステップでは、整流ダイオードを評価します。MOSFETと同様に、その目的は、整流ダイオードが遭遇する可能性のある最大電圧と電流を処理できるようにすることです。ダイオードが耐えることができる最大電圧を方程式 (5) で計算します。

$$V_{D1\_{PK}} = V _{OUT} + \frac {V_{IN\_MAX}}{n} = 12 + \frac {78}{2.5} = 43.2V + 40\% \space safety \space margin = 60.5V$$

40%の安全マージンを追加することで、最大逆電圧は60.5Vになります。

ステップ5 : 出力コンデンサの計算

推定値は、出力コンデンサの値を決定するために使用します。つまり、寄生要素や出力クロストークなど、回路の二次的な側面は無視されます。式 (6) を使用して、コンデンサの電圧を推定します。

$$V_C = {1 \over C} \times \int_0^{T_{SW}} I_C(t)dt = {1 \over C} \times \int_0^{DT_{SW}} I_C(t)dt = {1 \over C} \times \int_0^{DT_{SW}} - I_O(t)dt = {1 \over C} \times [I_O \times t]_0^{D\space T_{SW}} $$

この式をt_ONに対して評価すると、大幅に単純化できることに注意してください。式 (7) で出力電圧リップルを計算します。

$$ \Delta V_O = \frac {D \times I_O}{f_{SW} \times C} $$

次に、最適なリップル電圧を提供するコンデンサ値を選択します。この場合、250μFのコンデンサが使用され、12.5mVの出力電圧リップルが発生します。

ステップ6 : フライバックトランスの設計と計算

次の設計ステップには、トランスが含まれます。トランスの選択には、コア材料やコア形状など、多くの設計上の決定事項があります。コア材料と形状を選択するとき、各オプションには独自の利点があります。この例では、二重E形状で一般的に使用されるフェライトコアを選択しました (図3参照)。

図3 : トランスのEEコアおよびトランスの主要な要素

トランスの面積を計算するのに用いられる手法をAP法と呼びます。トランスの総面積は、巻線窓面積とトランスの磁束がすべて集中するコア断面の積として定義されています (図4参照)。

図4 : APメソッドの関心領域

トランスの面積は、式 (8) で推定できます。

$$A_P = A_E \times A_W [mm^4]$$

これで、方法と設計パラメータが定義され、クイックセットの計算を使用してトランスを設計できます。

まず、式 (9) を使用してトランスの最小面積を計算します。

$$A_P = \Biggl( \frac{L_P \times I_{P_{MAX}} \times I_{P_{RMS}}}{B_{MAX} \times 0.0085} \Biggl)^{4 \over 3} \times 10000 = \Biggl(\frac {53μH \times 1.88A \times 0.77A_{RMS}}{0.2 \times 0.0085} \Bigg)^{4 \over 3} \times 10000 \approx 163mm^4 $$

B_MAXは通常、定義された入力パラメータです。フェライトコアの場合、一般に0.2Tから0.3Tの間です。A_P方式では、最小長さ0.28mmのEE13コアとボビンが選択されています。

次に、トランスに収まる最大一次巻数と二次巻数が計算され、式 (2) で計算された巻数比が維持されます。方程式 (10) を使用して一次巻数を計算します。

$$ N_P = \frac {L_M \times I_{PK\_MAX} \times 10^6}{B_{MAX} \times A_E} = \frac {53μH \times 1.88A \times 10^6}{0.2 \times 20.1mm^2} \approx 25$$

方程式 (11) で二次巻数を推定します。

$$N_S = {N_P \over 2.5} = 10$$

補助巻線巻数は、二次出力巻数と同じ方法に従って計算され、N_AUX = 5になります。

ステップ７ : スナバの設計と計算

設計プロセスの最後のステップは、スナバの値を見つけることです。この回路は、スイッチングノードの回路内のトランスの漏れインダクタと浮遊容量間のリンギングによって発生する電圧スパイクを軽減するのに役立ちます。スナバがないと、電圧スパイクはノイズを増大させ、MOSFETのブレークダウンを引き起こすことさえあります。図5に、スナバ回路を備えたフライバックコンバータを示します。

図5 : 入力スナバ回路を備えたフライバックコンバータ

スナバの場合、設計プロセスは3つの段階で構成されています。まず、漏れインダクタンスは一次インダクタンスの約2%と推定されます。次に、スナバコンデンサの最大電圧リップルを10%に設定します。次に、スナバの部品の値を見積もることができます。

式 (12) でコンデンサの最大電圧を計算します。

$$V_{C(MAX)} = V_{DS(MAX)} \times 0.1 + \frac {D_{MAX}}{1 - D_{MAX}} \times V_{IN(MIN)} = 132V \times 0.1 + {0.5 \over 1-0.5} \times 32V = 45.2V $$

式 (13) を使用して、スナバ抵抗の電力を推定します。

$$P_{R_{SNUBBER}} = \frac {I_{P(PEAK)}^2 \times L_{LEAK} \times f_{SW}} {2} = \frac {(1.88A)^2 \times 1.06μH \times 160kHz}{2} = 0.3W$$

電力を制限パラメータとして使用し、次式 (14) でスナバ抵抗値を計算します。

$$R_{SNUBBER} = \frac {(V_{C(MAX)})^2} {P_{R_{SNUBBER}}} = \frac {(45.2V)^2}{0.75W} = 2.72kΩ$$

式 (15) を使用して、スナバコンデンサの値を見積もります。

$$C_{SNUBBER} = \frac {1}{\Delta V_C \times R_{SNUBBER} \times f_{SW}} = \frac {1}{10\% \times 2.72kΩ \times 160kHz} = 23nF$$

最後に、次式 (16) を使用して、スナバダイオードの最大電圧を計算します。

$$V_{D_{SNUBBER}(PEAK)} \approx 1.2 \times V_{DS(MAX)} = 1.2 \times 132V = 158.4V$$

最終設計

すべてのコンバータ部品の値を計算した後、MP6004レギュレータを外付け部品と組み合わせると、完全に機能するフライバックDC/DCコンバータを確立できます。

この回路には、一次インダクタ (L_P)、補助インダクタ (L_P2)、出力コンデンサ (C_2A、C_2B、およびC_2Cの並列付加で構成される)、周波数応答を改善するための整流ダイオード (D₁)、およびスナバ回路など、前述した部品が含まれていることに注意してください。

図6は、回路の最終設計と、MP6004の一次側コントローラなどの新しい部品を示しています。コントローラには、MOSFETスイッチとそのすべての関連回路、およびノイズフィルタリング用の追加部品が含まれています。

図6 : 最終設計回路図

結論

本稿では、MPSのMP6004を使用して、7つの簡単なステップでフライバックコンバータを設計する方法を説明しました。EMC試験への合格、制御ループ設計、部品の選択など、設計の実装準備が整う前に考慮すべき事項は他にもたくさんありますが、計算して部品を選択するための明確な方法を確立することが重要です。

多くの設計上の決定は、システム全体の動作に大きな影響を与えるため、入力設計パラメータを確立することが重要な最初のステップです。これらのパラメータはコンバータ設計の制約を設定し、残りのステップでは、これらの仕様に従って値を選択します。

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