周波数スペクトラム拡散 (FSS) 設計における適切なパラメータの選択

図1 : パワーコンバータ内の高dv/dtスイッチングノード

スイッチング周波数 (f_SW) が固定されている場合、EMIのノイズスパイクはf_SWの基本周波数と高調波周波数で発生します (図2 (a) 参照)。EMI規格 (例えばCISPR 25) ではピークのノイズスペクトルが与えられたしきい値を超えないことが要求されます。FSS技術の主な原理は、電力コンバータのfSWを変調してスペクトル中のノイズエネルギーを分配することであり、これによりピークEMIノイズスペクトルが減少します (図2 (b) )。

図2 : 周波数スペクトルの基本成分と高調波成分 (a) およびピークノイズスペクトルを減少させるFSS手法(b)

周波数拡散スペクトル技術の有効性は、総ノイズエネルギーを低減するのではなく、EMI規格に適合させるためにEMIスペクトルのピーク値を低減するので、長い間疑問視されていました。それ以来、FSS技術は一般的に採用され、その機能は周波数ドメインと時間ドメインを使用して実証できるようになりました^[1]。

• 周波数ドメイン: EMIの犠牲回路はいくつかの周波数幅にのみ敏感であり、FSS技術はこれらの幅の電力密度を低減します。
• 時間領域: EMIの犠牲回路にはセトリング時間があります。感度周波数帯域信号の時間間隔がセトリング時間より短い場合、干渉は減少します。FSS法は感度周波数帯域の時間間隔を短縮します。

過去数年間、異なる変調形状を持つ様々な周波数拡散スペクトル技術が提案され、周波数と時間の関係を変化させることによって適用されてきました。図3は、正弦波、三角形、ハーシーキス、擬似ランダムなどの代表的な周波数拡散スペクトル変調波形を示し、それぞれがFSSのパフォーマンスに異なる影響を与えます。

図3 : 正弦波 (a)、三角形 (b)、ハーシーキス (c)、擬似ランダム (d) などのさまざまなFSS法

図4は、変調周波数 (f_M)、スパン、変調指数 (m) などのFSS性能に影響を与える代表的なパラメータを示しています。ここで、T_Mは変調周期です。

図4 : FSS技術の一般的なパラメータ

FSSパラメータを最適化するためには、各種パラメータに対するFSS性能を評価する必要があり、各パラメータにおけるFSSパラメータの影響も評価する必要があります。

FSSパフォーマンスの評価方法

FSSパフォーマンスを評価するには、シミュレーション、ICを使用した評価、信号発生器を使用した評価という3つの主要な方法があります。これらの方法については、以下で詳しく説明します。

シミュレーション方法

周波数スペクトラム拡散を評価する最も簡単な方法は、回路シミュレーションツールを使用してスイッチング波形を生成し、そのスペクトルを分析することです。ただし、シミュレーションツールは通常、高速フーリエ変換 (FFT) 結果のみを提供し、これは実際にEMIレシーバによって測定されるスペクトルとは異なります。したがって、FSSシミュレーションは、FFT ではなくEMIレシーバの原理に基づく必要があります。

図5は、ステップ周波数EMIレシーバの図を示しています。ここで主要なブロックには、ミキサ、中間周波数 (IF) フィルタ、エンベロープ検出器、およびEMIノイズ検出器が含まれます。

図5 : ステップ周波数EMI受信機の図

EMIレシーバは、ミキサと局部発振器 (LO) を介して入力信号をIFに変換できます。LO周波数は調整可能なので、LO周波数を変化させることで、入力周波数幅全体を一定のIFに変換できます。IFフィルタを適用して、対象周波数付近の成分を抽出します。

アナライザの分解能はIFフィルタによって決まります。EMI規格 (CISPR 16など) は、IFフィルタの伝達ゲイン要件を規制します。シミュレーションでは、IFフィルタはバンドパスガウスフィルタとしてモデル化することができ、伝達ゲインは式 (1) で計算できます。

$$|G_{IF} (f,f_{IF})|=e ^{- \frac {(f-f_{IF})^2}{c^2}}$$

RBW係数 (c) は式 (2) で計算できます。

$$c = \frac {RBW}{2 \sqrt{ln2}}$$

ここで、RBWはEMIレシーバの分解能帯域幅です。

IFフィルタの出力は最初にエンベロープ検出器に送られ、検出器は時間の経過に伴う入力信号の振幅を抽出します (図5参照)。この検出器は、伝達関数を使用してシミュレーションでモデル化することもできます。^[2]

ノイズ検出器はEMIレシーバの最後の段階です。図6は、各種EMI規格で規定されているピーク値、平均値、準尖頭値 (QP) を表示できるEMIレシーバを示しています。これらの標準はさまざまなアナログフィルタを使用して実現され、その動作はシミュレーションでモデル化できます。

図6 : ノイズ検出器とシミュレーションにおけるその等価性

ステップ周波数EMIレシーバを使用した上記の手順により、シミュレーションツールを使用してEMIレシーバをエミュレートすることが可能になります。図7は、測定されたEMIスペクトルと、昇降圧LEDドライバMPQ7200-AEC1に基づくシミュレーションスペクトルの比較です。シミュレーション結果は、スペクトラム拡散効果が測定結果と一致することを示しています。

図7 : シミュレーションと測定されたEMIの比較

シミュレーション結果を取得することは、通常、時間のかかる作業です。したがって、さまざまなFSSパラメータの影響を予測するには、ICを使用するなど、より便利な評価方法が必要になる場合があります。

IC法を用いた評価

一部のICデバイスでは、周波数スペクトラム拡散のパラメータはデジタルインタフェースを介して設定可能です。デジタルインタフェースを備えた評価ボードを使用すると、さまざまな設定のEMIパフォーマンスを確認するプロセスが簡素化されます。多くのMPS製品は、パラメータ構成に対応するデジタルインタフェースを提供します。図8は、統合型昇降圧型コンバータMPQ8875A-AEC1の構成表の例を示します。FSSはイネーブルまたはディセーブルにすることができ、そのf_Mとスパンも調整でき、性能をデジタルで評価できます。

図8 : MPQ8875A-AEC1構成表

デジタルインタフェースを備えていない製品の場合、アナログピンを使用してf_SWを設定することができます。f_SWが三角波に従うように外部回路を設計することができ、f_MとスパンはRとCの値によって決まります。図9は、f_SWを設定するための、ステップダウンスイッチングレギュレータ、MPQ4430の外部回路を示します。

図9 : 外部回路を使用した MPQ4430のスイッチング周波数設定

信号発生器方式

デジタルインタフェースまたはアナログピンを介して周波数スペクトラム拡散設定を構成するための適切なICがない場合、またはIC設定に含まれていないFSSパラメータを評価する必要がある場合は、信号発生器を使用して評価を実行できます。

信号発生器の出力は、分析のためにEMIレシーバに接続されます。適切な設定を行うと、信号発生器はさまざまなFSS技術を使用してスイッチング波形を生成することもできます。このようにして、ノイズ源のEMIスペクトルがエミュレートされ、EMIレシーバに接続されたPCで直接表示できるようになります。FSSなしの結果をベースラインとして設定し、さまざまなFSS技術によるノイズ低減効果を比較することができます。

ほとんどの信号発生器は、正弦波または三角波の周波数拡散スペクトルをエミュレートする周波数変調 (FM) に対応しています。疑似ランダムまたはその他の複雑な変調の場合、関連する波形エディタを使用して波形ファイルを生成できます。

信号の振幅は十分に小さくする必要があり、EMI受信機の無線周波数 (RF) 入力を保護するために約100mVにすることが推奨されます。

適切なFSSパラメータの選択

周波数拡散スペクトル変調の形状

図10は、さまざまな周波数拡散スペクトル変調形状のスペクトルを示しています。たとえば、正弦波変調のスペクトルは端にスパイクがありますが、ハーシーキス変調でははるかに平坦なスペクトルが得られます。

図10 : 正弦波変調 (a)、三角波変調 (b)、ハーシーキス変調 (c) の波形とスペクトル

正弦波変調の周波数のスルーレート (df/dt) を考えてみましょう。df/dt は周波数幅全体の両端で小さく、中心周波数では大きくなります。これは、f_SWはエッジでうまく広がらず、エッジでスパイクが発生していることを示します。 三角波変調の場合、中心周波数での df/dt はエッジ周波数での df/dt を超えますが、df/dt は正弦波変調に比べて一定であるため、より平坦なスペクトルになります。

ピークのEMIノイズを低減するには、フラットなスペクトルが推奨され、df/dt と時間は一定である必要があります。三角波変調の性能は通常十分であり、実装も簡単なので、電源設計に広く適用されています。

変調スパン、周波数、インデックス、RBW

前述したように、変調スパン、周波数、インデックスなどのパラメータはEMIパフォーマンスに影響します。EMIレシーバのRBWも結果に影響します。これらの各パラメータの影響については以下で説明します。

図11は、1%～40%の間で変化するさまざまな変調スパンでのEMIスペクトルを示しています。赤い線は、FSSが無効になっているノイズスペクトルのエンベロープであり、ベースラインとして設定できます。

図11 : さまざまな変調スパンのEMIスペクトル

スパンが大きいほどEMIパフォーマンスは向上しますが、20%を超えるスパンでは大幅な改善は得られません。実際、FSSスパンが大きいとコンバータの安定性に影響を及ぼし、AM帯域 (530kHz～2MHz) などの敏感な帯域と重なる可能性があります。したがって、通常は10%～20%の範囲が選択されます。

周波数スパンを大きくすると、隣接する高調波が重なり始めるまでEMIノイズを低減するのにも役立ちます。これは、図11の赤い円で示されるf_SW / スパンに近い周波数で発生します。

変調周波数の選択は、FSSパフォーマンスにおけるもう1つの要素です。図12 は、さまざまな変調周波数のEMIスペクトルを示しています。固定RBWの場合、ピークEMIノイズに最適な変調周波数があり、実際には通常RBW付近になります。この例では、RBWは9kHzに選択されており、最適な変調周波数も約9kHzです。RBWとスパン (または∆f) が固定されている場合、最適なmが達成されます。

図12 : さまざまな変調スパンのEMIスペクトル

mを変化させた場合のノイズ低減効果を分析するために、mが非常に大きい場合（図13 (a) 参照) とmが非常に小さい場合 (図13 (b) 参照) の2つのケースを考えます。

mを変化させた場合のノイズ低減効果を分析するために、mが非常に大きい場合 (図13 (a) 参照) とmが非常に小さい場合 (図13 (b) 参照) の2つのケースを考えます。

結果は、信号発生器によって生成され、EMIレシーバによって分析された、さまざまな周波数拡散スペクトル変調による2MHz方形波のEMIスペクトルに基づいています。mが非常に大きい場合、f_SWは、EMI受信機がRBWに関連するデータを取得する間隔の間はほぼ一定です。その結果、周波数はまったく広がりません。一方、mが小さすぎると、f_SWはわずか数ステップしかありません。エネルギーはこれらのステップに集中し、スパン全体に均等に分散することはできません。

RBW設定が異なると、最適なmも異なります。CISPR規制に基づくと、バンドB (150kHz ～ 30MHz) の場合、RBWは9kHzに等しく、バンドCおよびD (30MHz ～ 1GHz) の場合、RBWは120kHz に等しくなります。f_Mの選択にはトレードオフがあります : f_M = 9kHzでは低周波帯域のEMI性能が最適化され、f_M = 120kHzでは高周波帯域のEMIが最適化されます (図14参照)。

図14 : fM = 9kHz (a) および fM = 120kHz (b) の 2MHz 方形波形の EMI スペクトル

EMI検出器

EMIテストに合格するには、ピークEMIノイズと平均EMIノイズの両方が対応する規制を満たす必要があります。ピークノイズと同様に、信号発生器とEMIレシーバを使用して、FSSパラメータが平均EMIノイズに与える影響を調べることもできます。表1は、さまざまなFSSパラメータとノイズ検出器を使用したノイズ低減性能の結果の比較を示しています。

表1 : さまざまなFSSパラメータとノイズ検出器によるノイズ低減性能

FSSパラメータ	CISPR PK検出器	CISPR AC検出器
LF (2.2MHz)	HF (108MHz)	LF (2.2MHz)	HF (108MHz)
FSSなし、ベースライン	0dB	0dB	0dB	0dB
三角形 fM = 100Hz	0dB	+2dB	-28.5dB	-27.5dB
三角形 fM = 1kHz	-5dB	+1.5dB	-23dB	-23.5dB
三角形 fM = 9kHz	-11dB	-3dB	-12dB	015.5dB
三角形 fM = 120kHz	-2dB	-7.5dB	-2dB	-14.5dB

ピークノイズとは異なり、平均EMIノイズの減衰は、平均検出器のデータ取得間隔がピーク検出器に比べて大幅に長いため、mが大きいほど良くなります。mが大きい場合でも、エネルギーはFSSのスパン全体に均等に分散されます。FSSのパラメータを選択する場合、ピークEMIノイズへの影響に基づいて適切なf_Mを選択することがより重要です。

デュアル変調FSS

前述のように、変調周波数がRBWに近い場合、RBWが適用される周波数帯域で最適な周波数スペクトラム拡散性能が実現されます。図15aは、高周波性能と低周波性能のバランスをとるために提案された、2つの周波数成分を持つ変調波形を示しています。図15bは、高周波 / 低周波成分比が異なる波形を信号発生器にインポートして、EMIレシーバでさらに処理できることを示しています。

図15 : デュアル変調FSSの変調波形 (a) と信号発生器による異なる比率の適用 (b)

表2はデュアル変調周波数拡散スペクトルの性能を示しています。

表2 : デュアル変調FSSの性能

FSSパラメータ	CISPRピーク検出器
LFF (2.2MHz)	HF (108MHz)
三角波 15kHz、ベースライン	0dB	0dB
三角波 15kHz:120kHz = 4:1	+0.5dB	1.5dB
三角波 15kHz:120kHz = 1:1	+1dB	4dB

単一変調周波数のFSSと比較すると、デュアル変調技術は高周波数帯域のEMIパフォーマンスを向上させるのに役立ちますが、低周波数EMIは低下します。

今日ではスイッチング周波数がますます高くなる電力コンバータが開発されており、高周波 EMIが大きな課題となっています。デュアル変調FSSは高周波EMIノイズの減衰を改善し、MPQ4371-AEC1のような、いくつかのMPSパワーICに適用されています。

さまざまなアプリケーションにおけるFSSの考慮事項

レーダーセンサやクラスDオーディオ アンプなどの一部のアプリケーションには、独自の敏感な周波数帯域があります。FSS技術は、これらのバンドで余分なノイズを発生させてはなりません。レーダーセンサのRFレールは、位相ロックループ (PLL) 回路、ベースバンドアナログ / デジタルコンバータ (ADC)、シンセサイザなどのブロックに電源を供給するため、ベースバンド (10kHz～数MHz) の電源リップルとノイズの影響を受けやすくなります (図16参照)。

図16 : レーダーセンサのベースバンド

図17aは、f_Mを変調することでベースバンドノイズ性能の影響を軽減するアプローチである、デュアルFM周波数拡散スペクトルの波形を示しています。デュアルFM FSSの周波数スペクルをシングルFSSと比較したのが図17bで、矩形波形の周波数スペクトルを固定のf_Mで変調しています。f_Mとその高調波で重要な成分が発生し、それがベースバンドノイズ性能に影響を与える可能性があります。f_M付近のピーク値が大幅に削減され、レーダーセンサのノイズ性能が向上します。

図17：デュアルFM FSS変調波形 (a) シングルFSSとデュアルFM FSSのスペクトル (b)

クラスDアンプアプリケーションのオーディオ帯域 (通常のオーディオ幅では20Hz～20kHz、高分解能オーディオ幅では20Hz～40kHz) は電源ノイズの影響を受けやすいため、FSS技術はノイズに影響を与えません。この帯域はそれほど広くないので、ベースバンドノイズ性能の影響を減らす簡単な方法は、オーディオ帯域を超えてf_Mを設定することです。f_Mは通常、20kHz帯域の場合は35kHzから50kHzの間で、40kHz帯域の場合は70kHzから100kHzの間で実装できます。

結論

EMIノイズ低減のための周波数スペクトラム拡散は効果的な方法です。本稿では、FSS技術のパラメータを紹介し、適切なFSSパラメータを選択するためのガイドを提供しました。FSSの性能を評価するために、シミュレーション、ICを使用した評価、信号発生器を使用した評価などの方法が導入されました。ノイズに敏感なアプリケーション (レーダーセンサやクラスDオーディオアンプなど) では、通常動作の低下を防ぐためにFSSパラメータに特別な考慮が必要です。

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参考文献

^[1] F. Pareschi, R. Rovatti and G. Setti, "EMI Reduction via Spread Spectrum in DC/DC Converters: State of the Art, Optimization, and Tradeoffs," in IEEE Access, vol. 3, pp. 2857-2874, 2015.

^[2] L. Yang, S. Wang, H. Zhao and Y. Zhi, "Prediction and Analysis of EMI Spectrum Based on the Operating Principle of EMC Spectrum Analyzers," in IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 35, no. 1, pp. 263-275, Jan. 2020.

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