AN183 - LLCトポロジーを使用した絶縁ゲートドライバ電源の設計

はじめに

ハーフブリッジの一次側MOSFETとハーフブリッジの二次側整流器は、必要なスイッチとダイオードの数が少ないため、低電力アプリケーションに適しています。LLCコンバータの設計では、トランス (T₁)、磁化インダクタンス (L_m)、およびインダクタンス漏れ (L_l1、L_l2) が採用されています。共振コンデンサ (Cr) とLC 共振タンクからのインダクタンス漏れ。共振タンクの周波数 (fr) と同様のスイッチング周波数 (f_SW) は、共振タンクのインピーダンスを約0Ωに保ちます。LLCコンバータの変換比がトランスの巻数比 (T₁の1 : N) に等しい場合、LLCコンバータはDCトランスとして動作できます。経験的に、L_m > 10 x L_l1である限り、この記述は正しいです。L_mがL_l1に匹敵する場合、変換比はトランスの巻数比 (N) を超え、以下になります。 $$N(1+ \frac{L_{l1}}{L_M})$$

図1はLLCトポロジースキームを示しています。

図1: LLCトポロジースキーム

1. LLCトポロジーを使用したMPSゲートドライブ電源ソリューション

LLCコンバータ設計では、ハーフブリッジトランスドライバとしてMPQ18913を採用しています。高いf_SWと広い入力電圧 (V_IN) 範囲を備え、システム設計の柔軟性を実現します。図2は、SiCデバイスのゲートドライバ電源設計の概略図を示しています。

図2: SiCデバイス用ゲートドライバ電源設計図

ツェナーダイオードは出力電圧 (V_OUT) を2つのレールに分割します。これは、IGBTまたはSiCドライバの使用に適しています。

表1は、MPQ18913を使用したLLCコンバータの部品選択と計算式を示しています。

表1: LLCコンバータの設計計算式と部品の選択

パラメータ	計算式と説明	注
スイッチング周波数 (fsw)	$$f_{sw} = \begin{cases} 0.5\, \text{MHz} - 0.75\, \text{MHz}, & P_{out} < 6\,W \\ 0.75\, \text{MHz} - 2\, \text{MHz}, & P_{out} < 3\,W \\ 1.5\, \text{MHz} - 5\, \text{MHz}, & P_{out} < 2\,W \end{cases}$$ fSWが高いとトランス巻線の交流抵抗が大きくなり、出力電力を制限します。	MPQ18913 fSW = 5MHz
トランスで増加するインダクタンス (Lm)	$$\text{L}_m \le \frac{\text{Dead Time}}{8 \times \text{Coss} \times f_{sw}} = \frac{25\,ns}{8 \times 0.15\,nF \times f_{sw}}$$ このLmは一次側スイッチのゼロ電圧スイッチング (ZVS) を保証します。	T1の設計の詳細については、トランスの設計セクションをご参照ください。
整流ダイオード (D1とD3)	$$I_{PEAK}=\pi \times I_{OUT}$$ ショットキーダイオードを使用してスイッチング損失を最小限に抑え、ZVSを実現します。	D1とD3の推奨事項はセクション3で示されます。
出力コンデンサ (C6とC7)	$$C_6 = C_7 \geq \frac{Q_g}{V_{\text{RIPPLE}}}$$ ここで、Qgは、電源供給を受けるデバイス (例えば、SiCまたはIGBT) のゲートチャージャであり、VRIPPLEは最大電圧リップルです。	C6とC7を22μF以上にする必要がある場合は、設計にMPQ18913の代わりにMPQ18913Aを選択します。
周波数設定抵抗器 (R3)	$$R_3 = \frac{100k\Omega}{f_{sw} \text{(MHz)}}$$
共振コンデンサ (Cr)	$$C_r = \frac{1}{4 \times \pi^2 \times (2 \times L_{l1}) \times f_{sw}^2}$$	インダクタンス漏れ (Ll1) はトランスの設計後に決定されます。

2. トランスの設計

トランスの主な仕様は、磁化インダクタンス、電力損失、絶縁電圧 (V_ISOLATION) 定格、および結合容量です。設計が容易で結合容量が少ないため、推奨されるトランスには2種類 (トロイダルとプレーナー) があります。

2.1. コア材料の選択

MPQ18913の高いf_SWを活用するには、コアが高周波で動作できる必要があります。コア材料は相対透磁率が低い必要があります (100～1000)。コア材料のオプションには、P9L (0.5MHz～1.5MHz、Encore製)、PC50 (1MHz ～ 2MHz、TDK製)、61材料 (?2MHz、Fair-Rite製) などがあります。

2.2. トロイダルトランス

トロイダルトランスをセットアップするには、以下のガイドラインに従ってください。

1. トロイダルトランスの巻数比を選択する。

共振周波数 (f_r)、LLCコンバータの電圧利得はトランスの巻数比 (N) に等しく、式 (7) で計算できます。

$$N=\frac{V_{OUT\_MIN}+2V_f+V_{RESISTIVE\_DROP}+V_{HEADROOM}}{V_{IN\_MIN}}$$

ここでV_Fは整流ダイオード (D1とD3) の電圧降下、V_{RESISTIVE_DROP}は一次側MOSFETの電圧降下とトランス巻線の抵抗、V_{OUT_MIN}はV_OUTの下限値、V_{IN_MIN}は最低のV_IN、およびV_HEADROOMはダミーロード (例えば、R1の電力損失や20V_OUTおよび-4V_OUTに接続された余分な抵抗負荷) によるV_OUT降下です。

V_{RESISTIVE_DROP}は負荷電流 (I_LOAD) に比例し、ゲートドライバ電源のロードレギュレーションに重要です。ロードレギュレーションの場合、トランスの巻線の抵抗を減らすために最小巻数 (N) が推奨されます。

(2V_F + V_{RESISTIVE_DROP}) は式 (８) で推定できます。

$$2V_F+V_{RESISTIVE\_DROP}=(4N+4) \times I_{LOAD}$$

図3はトロイダルトランスを示しています。

図3: トロイダルトランス

2. ウィンドウのサイズを選択する。

トロイダルトランスのウィンドウサイズは、巻線に合わせて慎重に選択する必要があります。巻数が与えられた場合、磁石ワイヤの直径は式 (9) で計算できます。

$$D_{TOTAL}=D_{CONDUCTOR}+2 \times T_{INSULATION}$$

ここで、D_TOTALは巻線の直径、D_CONDUCTORは導体の直径、T_INSULATIONは絶縁層の厚さです。

D_CONDUCTORは?f_SWでの表皮深さの4倍になる可能性があります。T_INSULATIONはV_ISOLATIONの定格に関連しています。必要なV_ISOLATIONが2kV未満の場合、破壊電圧 (V_BREAK) がトランスのV_ISOLATION定格を越えるエナメル線を選びます。必要なV_ISOLATIONが2kVを超える場合は、二重または三重絶縁電線の使用を推奨します。巻数比 (N) が1でない場合、巻線の低電圧側に厚い絶縁層を使用します。2つのサイドでV_ISOLATION定格の2倍に等しいV_BREAKを持っています。

図4はトロイドコアの幾何学的構造を示しています。

図4: トロイドコアの幾何学的構造

トロイドコアの内径 (B) は巻線にフィットできる必要があります。Bは、式 (10) で計算できます。

$$N_1 \sin^{-1}\frac{D_1}{B-D_1}+N_2 \sin^{-1}\frac{D_2}{B-D_2}\lt\frac{2}{3}\pi$$

ここで、N₁およびN₂は巻き数、D₁およびD₂線径です。

3. コアサイズは、スクエアターンあたりのインダクタンス (A_L) とコア損失に基づいて選択します。

A_Lは式 (11) で計算できます。

$$L_m=N_1^2 \times A_L$$

ここで、L_mはトランスで増加するインダクタンスであり、式2で計算できます (4ページの表1を参照)。他の2つの幾何学的パラメータ (AとC) は、A_Lに応じて選択できます。

最大磁束密度 (B_MAX) は、コア損失が許容できるかどうかを確認できます。B_MAXは、式 (12) で推定できます。

$$B_{MAX}=\frac{V_{IN\_MAX}}{4 \times f_{SW} \times N_1 \times (A-B) \times C}$$

f_SWとB_MAXにおけるコア損失密度 (コア材料ベンダーから提供) について考えてみましょう。性能のためコア損失密度は150mW/cm³を超えてはいけません。アプリケーションで密度が150mW/cm³を超える必要がある場合有効面積が大きいコア、または巻数が多いコアを選択します。

4. トランスボビンを選択する。

コアと巻線に適合するトランスボビンを選択します。トランスのボビンのサイズと一次側と二次側のリード間の沿面距離は重要です。3kVのV_ISOLATION定格では3.5mm以上の沿面距離、および5kVのV_ISOLATION定格では7mm以上の沿面距離分離が推奨されます。

トランス組み立て後、二次側の2つの端子を短絡した状態で、一次側でその漏れインダクタンスを測定できます。次に、共振容量は式6で計算できます (4ページの表1参照)。

2.3 プレーナートランス

プレーナートランスをセットアップするには、以下のガイドラインに従ってください。

1. プレーナートランスの巻数比を選択する。

プレーナートランスの巻数比を決定する方法は、トロイダルトランスの場合と同じです。4ページのトロイダルトランスセクションの手順1に従って、プレーナートランスの巻数比を決定します。

図5はERコアを備えたプレーナートランスを示しています。

図5: ERコア付きプレーナートランス

2. ウィンドウのサイズを選択する。

6層PCBレイアウトを使用する場合は、次のように中間層を使用して一次側と二次側を形成します。

• コイルを使用して中間層1と中間層2を直列に接続して一次側を形成します。
• コイルを使用して中間層3と中間層4を直列に接続して二次側を形成します。

ハイポットでの故障によってコアが隠れるのを避けるため、上層と下層のコイルを接続しないでください。

図6はERコアの幾何学的構造を示しています。

図6: ERコアの幾何学的構造

ウィンドウサイズ (l₁ - C₁) は式 (13) で計算できます。

$$\frac{l_1-C_1}{2}\ge \frac{N_X}{2} \times W_{TRACE}+(\frac{N_x}{2}-1) \times W_{CLEARANCE}+2 \times L_{INSULATION}$$

ここで、N_Xは一次側 / 二次側の巻数、W_TRACEはPCB配線幅 (1オンスPCBの0.25負荷の場合は10ミル)、W_CLEARANCEは2つのPCB配線間のクリアランスで (通常、1オンスのPCBでは4ミル以上のクリアランスが必要)、L_INSULATIONはPCB配線とコア間のクリアランスです。

また、L_INSULATIONは式 (14) で計算できます。

$$L_{INSULATION}=\frac{V_{ISOLATION}}{2 \times E_b}$$

ここで、E_bはプリプレグ材料の誘電強度です。

一次側と二次側との間の全方向のクリアランスは式 (15) で計算できます。

$$T_{INSULATION}=\frac{V_{ISOLATION}}{E_b}$$

代表的なPCBレイアウトの場合、絶縁強度は250V/milである必要があります。

3. スクエアターンあたりのインダクタンスを決定する (A_L)。

最適なA_Lは?6ページの式11または式2 (4ページの表1参照) で計算できます。選択したコア材料の透磁率が高い場合、A_Lを減らすためにエアギャップが必要です。エアギャップコアは、エアギャップ付きERコアを示す図7に示されています。

図7 : エアギャップ付きERコア

4. コアサイズを選択する。

プリント基板全体の厚みに応じて、内側の高さ (2H) を選択します。次に、PCBとコイルに適合するコアを選択します。

B_MAXはコア損失が許容できるかどうかを確認できます。B_MAXは、式 (16) で推定できます。

$$B_{MAX}= \frac {V_{IN\_MAX}}{8 \times f_{SW} \times N_1 \times A_e}$$

f_SWとB_MAXにおけるコア損失密度 (コア材料ベンダーから提供) について考えてみましょう。熱性能のためコア損失密度は200mW/cm³を超えてはいけません。アプリケーションで密度が200mW/cm³を超える必要がある場合有効面積が大きいコア、または巻数が多いコアを選択します。

トランス組み立て後、二次側の2つの端子を短絡した状態で、一次側でその漏れインダクタンスを測定できます。そして、共振容量は式6で計算できます (4ページの表1参照)。

3. 整流ダイオードの選択

ダイオードの容量 (C_T) および逆電流 (I_R) は整流ダイオードの2つの重要なパラメータです。C_TおよびI_Rは負荷調整に悪影響を及ぼす可能性があります。

C_TはLLC共振ネットワークの一部であり、軽負荷時にLLCコンバータのゲインを上げます。小さなC_Tはロードレギュレーションの向上のため推奨されます。

I_Rはダイオードの温度が上昇すると増加します。負荷が重い場合、ダイオードの温度が上昇し、I_RがLLCコンバータに余分な負荷を加えます。これにより、ロードレギュレーションが向上します。

これらのパラメータを考慮すると、整流ダイオードにはBAT165 (40V、0.75A、AEC-Q101) またはPMEG6010CEJ (60V、1A、AEC-Q101) を使用することをお勧めします。

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